Thiết kế bộ lọc ba băng tần mới có thể điều khiển độc lập cho ứng dụng truyền thông không dây

Kỹ thuật điều khiển & Điện tử 
N. Đ. Uyên, L. V. Hà, “Thiết kế bộ lọc ba băng tần  ứng dụng truyền thông không dây.” 86 
THIẾT KẾ BỘ LỌC BA BĂNG TẦN MỚI CÓ THỂ ĐIỀU KHIỂN 
ĐỘC LẬP CHO ỨNG DỤNG TRUYỀN THÔNG KHÔNG DÂY 
Nguyễn Đức Uyên1*, Lê Vĩnh Hà2 
Tóm tắt: Bài báo giới thiệu một phương pháp thiết kế mới bộ lọc đa băng có thể 
điều khiển độc lập được dựa trên đường truyền vi dải cải tiến. Cấu trúc bộ cộng 
hưởng đoạn chêm hình chữ thập được kết hợp thành một bộ cộng hưởng nửa bước 
sóng đồng nhất để đạt được một bộ lọc ba băng tần có tính chọn lọc cao. Vị trí của 
mỗi dải thông có thể được điều chỉnh độc lập bằng cách thay đổi chiều dài của 
đường vi dải, tương ứng. Một bộ lọc vi ba ba băng tần đã được chế tạo và thử 
nghiệm. Các kết quả thử nghiệm cho thấy tiệm cận với kết quả mô phỏng. Bộ lọc 
được thiết kế có những ưu điểm đơn giản trong quy trình lựa chọn dải thông độc 
lập, cải thiện tính chọn lọc. 
Từ khoá: Bộ lọc; Đường truyền; Đoạn chêm; Dải thông. 
1. GIỚI THIỆU 
Công nghệ thông tin không dây hiện đại đã không ngừng phát triển, các tiêu chuẩn 
truyền thông mới đã xuất hiện, và việc phân chia tài nguyên phổ tần đã ngày càng mở rộng 
nhanh chóng. Bộ lọc đa băng tần là một trong những thiết bị quan trọng không thể thiếu 
trong các hệ thống thông tin đa tần số, nó đã và đang được quan tâm nghiên cứu một cách 
nghiêm túc, rộng rãi. Điểm mấu chốt trong các thiết bị hiện tại là bộ lọc đa băng tần nhỏ 
gọn, chi phí thấp, tích hợp dễ dàng, và hiệu suất cao. Các dịch vụ phổ biến nhất, chẳng hạn 
như Wi-Fi, WiMax, nhận dạng tần số vô tuyến (RFID), 4G, v.v., đã được giới thiệu [1]. 
Do đó, các thiết bị truyền thông đa băng (như antennas, bộ khuếch đại, bộ lọc trộn, v.v.) đã 
được phát triển [2-4]. Một trong những thành phần giới hạn chính của hệ thống là các bộ 
lọc đa băng tần hiệu suất cao [5]. Các học giả đã được khuyến khích để thiết kế và chế tạo 
các bộ lọc băng thông siêu rộng và nhiều băng tần. Một số bộ lọc hai, ba băng đã được 
thiết kế bằng cách khai thác cộng hưởng hai chế độ [6-7], tuy nhiên, thiết kế này vẫn còn 
khá phức tạp. Kỹ thuật đơn giản nhất để triển khai một bộ lọc đa băng là kết nối các bộ lọc 
khác nhau để có một bộ lọc đa băng tần [8]. Nhà thiết kế cũng có thể chèn một bộ lọc chặn 
dải vào một bộ lọc băng rộng để thu được một bộ lọc nhiều băng [9]. Một số ví dụ có thể 
được tìm thấy chẳng hạn như các bộ cộng hưởng vòng hở với đoạn chêm hở mạch, các bộ 
cộng hưởng trở kháng bậc, và các đường feed vi dải ghép song song [10-14], mặc dù 
phương pháp này đơn giản, nhưng cấu trúc thiết kế của bộ lọc này lớn do được ghép các 
bộ lọc khác nhau lại, tổn hao chèn cũng lớn và chúng rất khó điều chỉnh độc lập cho mỗi 
dải thông dự kiến. 
Trong bài báo này, chúng tôi giới thiệu một bộ lọc ba băng nhỏ gọn cho việc nhận 
dạng tần số vô tuyến (RFID) và các ứng dụng không dây. Bộ lọc sử dụng các bộ cộng 
hưởng hình chữ nhật với đoạn chêm hình chữ thập và một bộ cộng hưởng nửa bước sóng 
đồng nhất. 
Bộ lọc đề xuất đã đạt được ba dải thông khác nhau được điều khiển độc lập trong phạm 
vi từ 1.8~2.2 GHz cho WLAN/4G, 2.4~2.7 GHz cho Wifi/RFID, và 3.4~3.6 GHz cho các 
ứng dụng WiMAX và mạng 4G/5G. Lý thuyết của bộ lọc được giải thích trong phần 2. 
Sau đó, bộ lọc được đề xuất được mô phỏng bằng phần mềm HFSS và được chế tạo bằng 
công nghệ mạch in hai lớp. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm được trình bày trong phần 3 
và phần 4, tương ứng. Và phần cuối cùng là kết luận. 
Nghiên c
Tạp chí Nghi
Hình 1.
số tính năng nổi bật nh
nh
số điện môi 2.2, chiều d
Trư
hư
các b
A.
đo
hình 2a có th
Hình 2b và hình 2c ch
a)
nhau. K
xứng đoản mạch nh
phương tr
Cấu trúc của bộ lọc đ
ỏ gọn, đ
Như đ
ớc 
ởng nửa b
 Bộ cộng h
Bộ cộng h
ạn ch
 Phân tích v
Các tín hi
tiên là b
ộ cộng h
êm h
ứu khoa học công nghệ 
 C
ơn gi
ã trình bày trong hình 1, b
M
ết quả l
ình
ên c
ấu 
ư
ư
Hình
ạch
ư
ư
ở mạch. 
ể đ
ới chế đ
ệu RF đi v
 (1): 
ứu KH&CN 
trúc trên HFSS 15.0 c
ản v
ộ cộng h
ớc sóng. Cấu trúc v
ởng l
 tương đương ch
ởng đoạn ch
ởng đoạn ch
ư
à, đi
à giá thành th
àm cho m
2. C
ợc áp dụng để phân tích chế độ chẵn lẻ cho bộ cộng h
ư: ba băng t
ấu trúc của bộ cộng h
Như đư
ỉ ra mạch t
ộ lẻ
ện áp thu đ
ư trong h
ư
ày 0.508 mm và tang t
ưởng h
ào hai ph
quân s
ợc đề xuất đ
êm ch
êm ch
2. C
ình ch
ạch nhỏ gọn.
ợc thể hiện trong h
ư
ự, Số
ẤU TRÚC CỦA BỘ LỌC
ần dải thông đ
ấp. Bộ lọc vi dải đ
òng l
ế độ lẻ (b); Mạch t
ữ thập
ữ thập đ
ương đương c
ợc bằng không tại mặt phẳng O
ình 2(b), do 
ủa bộ lọc đề xuất với các bộ cộng h
ộ lọc bao gồm bộ cộng h
ữ nhật đoạn ch
ần đối xứng có độ lớn bằng nhau v
 56, 08
ược tr
ặp mở đ
ư
ược đề xuất l
 - 20
ình bày trong hình 1. C
ổn hao 0.0009.
ởng đoạn ch
ủa chế độ chẵn v
đó
18
ư
ược sử dụng để ghép các tín hiệu RF giữa 
ình 2a, c
, 
ợc điều chỉnh độc lập, độ 
ược thiết kế tr
êm hình ch
ương đương ch
dẫn nạp đầu v
à m
êm hình ch
ột biến thể của bộ cộng h
ấu trúc đối xứng tự nhi
ưởng b
ên m
ữ thập v
à ch
ấu trúc bộ lọc có một 
ên ngoài và bên trong. 
ữ thập (a); 
ế độ chẵn (c)
ế độ lẻ, t
-O’ t
ào đư
ư
ột chất nền với hằng 
à sau đó là b
ạo ra một điểm đối 
ởng đoạn ch
ợc thể hiện bởi 
lựa chọn cao, 
ưởng n
ương 
à ngư
. 
ộ cộng 
ên trong 
ày [12]. 
ứng.
ợc chiều 
êm
ưởng 
87
. 
Kỹ thuật điều khiển & Điện tử 
N. Đ. Uyên, L. V. Hà, “Thiết kế bộ lọc ba băng tần  ứng dụng truyền thông không dây.” 88 
 , =

 

2

 (1) 
Trong đó, chiều dài điện của bộ cộng hưởng là  = L là hằng số lan truyền phức của 
tín hiệu RF trong đường vi dải. 
 Điều kiện cộng hưởng là Yin,odd = 0. Do đó, tần số cơ bản cho cộng hưởng ở chế độ lẻ 
được thể hiện bởi phương trình (2): 
 =
(2 − 1)
2 
 (2) 
Trong đó, n = 1, 2 là số nguyên biểu thị hài của bộ lọc, c là vận tốc ánh sáng trong 
không gian tự do, eff là hằng số điện môi của vật liệu chất nền [13]. Qua đó thấy rằng, tần 
số ở chế độ lẻ không phụ thuộc vào chiều dài của đoạn chêm hình chữ thập (Lb , Lc). 
b) Phân tích chế độ chẵn 
Từ mạch tương đương chế độ chẵn của bộ cộng hưởng đoạn chêm như được biểu diễn 
trong hình 2(c), dẫn nạp đầu vào được thể hiện bởi phương trình (3). 
 , =

( ⁄ )
( ⁄ )
( ⁄ )

( ⁄ )
( ⁄ )
( ⁄ )
 (3) 
Điều kiện cộng hưởng là Yin,even = 0. Do đó, tần số cộng hưởng cơ bản cho cộng hưởng 
chế độ chẵn được thể hiện bởi phương trình (4): 
  =

()
 (4) 
Từ công thức (4), có thể nhận thấy rằng chiều dài Lb và Lc của đoạn chữ thập chỉ ảnh 
hưởng đến tần số chế độ chẵn, không ảnh hưởng ở chế độ lẻ và có thể được điều chỉnh độc 
lập để đạt được tần số cộng hưởng của dải thông mong muốn. 
B. Bộ cộng hưởng nửa bước sóng 
Bộ cộng hưởng nửa bước sóng là một cấu trúc đơn giản được mô tả chi tiết trong [5]. 
Tần số cộng hưởng của cấu trúc nửa bước sóng được tính bằng 
  =


 (5) 
Trong đó, L là chiều dài vật lý của bộ cộng hưởng. 
3. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 
Hình 3. Cấu trúc hình học của bộ lọc ba băng thông đề xuất. 
Nghiên c
Tạp chí Nghi
ph
hình 3. 
a) 
1mm.
2), t
lẻ (ph
b) 
hiện trong h
vuông, hình tr
Ph
ần mềm HFSS. Cấu trúc với chiều d
Thi
Trong đó
Các t
ần số cộng h
Kết quả mô phỏng
Kết quả mô phỏng ảnh h
ần n
Đư
ết kế băng thông
Tần số cộn
ương tr
ứu khoa học công nghệ 
ày bao g
ờng truyền đầu v
ần số 
ên c
, 
f
ình 4)
ình 4, hình 5 và hình 6. Trong các hình này, các 
òn và d
ứu KH&CN 

01, f
ư
ồm thiết 
g hư
= 
02
ởng nửa b
. 
ởng mong muốn của bộ lọc đ
 +
, f03 
ấu tam giác đánh dấu biểu diễn 
2
 tương 
 Hình 4.
Hình 5.
quân s
k
ào và đ



ước sóng (ph
ư
ế ba băng thông của bộ lọc v
=
 =
+ 2
ứng với tần số cộng h
ởng của 
 Ảnh h
ự, Số
ầu ra của bộ lọc có trở kháng đặc tính 50Ω.

(
(

 Ảnh h
=


+
L
ư
 56, 08
ài c



 +
ương tr
3, L
ưởng của L
ởng của L
ủa các đ







6, 
 - 20
)
)
 đư
và 
18
= (


ợc cố định khoảng 50mm với chiều rộng 
ình 5) và
L8
3
6 
ường vi dải đ
ược tính bằng:
1.8
=
=
ư
 về đáp ứng tần số của bộ lọc đ
f01
 lên băng thông
lên băng thông
~2
(2
(3.
ởng chế độ lẻ c
, f
.2
.4~
2~
 tần số cộng h
02, f
à mô ph
2.
3.5
03 
ư
) 
7

đư
tương 
ỏng cấu trúc dựa tr
ợc thể hiện chi tiết trong 
)
ờng vạch liền với h
. 
. 
) 
ơ b
ư
ứng.
ản (ph
ởng c
ơ b
ương tr
ản chế độ 
ược thể 
89
ên 
(6)
 (7)
(8)
ình 
ình 
90
bản chế độ lẻ 
khi đó, t
băng thông thư hai 
(2.4
như đư
đư
cộng h
không thay đ
cộng h
rộng t
ch
xu
hư
vào chi
dài t
tần số cộng h
tần số cộng h
cách đi
đổi L
cơ b
hợp với bộ cộng h
ngu
= 2.7 GHz, và 
kế HFSS. Kích th
ph
ứng mô 
Từ h
~
 Và 
ợc thể 
Tần số cộng h
ữ thập v
ống bởi chiều d
ởng n
Có th
ổng thể của bộ cộng h
M
ản của bộ lọc đề xuất gồm bộ cộng h
ồn cấp đầu v
ản xạ S
N. Đ. Uyên, L. V. Hà, “Thi
2.7) GHz ph
ợc tính theo ph
ảnh h
ư
ưởng đoạn ch
ùy ch
ều d
ều chỉnh chiều d
8 để thu đ
ột bộ lọc vi ba ba băng tần với cấu trúc nhỏ gọn đ
ình 4 nh
ần số cộng h
hi
ởng thứ hai 
à đư
ào 
ể tóm tắt rằng bộ lọc ba băng tần có thể đ
21
phỏng đ
f
ư
ện trong mô phỏng ở h
ổi v
ọn bằng cách điều chỉnh độc lập kích th
đối với các dải thông khác đ
ài c
ư
ư
 ở tần số cộng h
ận thấy rằng tăng chiều d
01 gi
ởng của chiều d
à th
ợc tính theo ph
ủa đ
ởng của bộ cộng h
ởng chế độ chẵn v
ược 
ào/ đ
f03
ư
ảm
ụ thuộc v
ưởng của băng thông thứ ba 
ài 
ư
f03
ư
 = 3.3 GHz. S
ước vật lý của các đ
ợc thể hiện trong h
, và ch
ư
f02
ương tr
(f02
ứ ba cố định.
êm hình ch
L8 
ờng truyền của bộ cộng h
 như th
ởng nửa b
ầu ra. Tần số trung tâm của ba băng thông y
Hình 6.
ởng của cấu trúc cộng h
 của bộ lọc. Tuy nhi
) 
tăng lên 
ài L
ế độ chẵn c
ào toàn b
ình (7) [5]
càng nh
ưởng đoạn ch
3, liên quan t
ể hiện trong h
ưởng. Các giá trị tối 
ết kế bộ lọc ba băng tần  ứng dụng truyền thông không dây.
 Ảnh h
ài b
ữ thập. Tần số có thể đ
ương tr
L
ư
ử dụng quy tr
ộ cộng h
ình 5. Có th
ỏ
8 l
ư
à c
4. THI
ớc sóng b
ư
ộ chiều d
, trong khi các t
ình (8). Nh
ần l
ởng nửa b
ộng h
ình
ởng của L
ơ b
. 
ượt l
ược mô phỏng trong h
êm hình ch
ới chiều d
ẾT K
ường vi dải đ
 8.
ài c
ản của nó l
ưởng thứ hai (
à 7.6mm; 8.6mm và 9.6 mm
ưởng chế độ lẻ đều bị ảnh h
ình 6.
ưởng đoạn ch
ên trong và ghép l
ấu trúc b
ên
ài c
ể nhận thấy rằng, khi 
f03
ư
ước sóng b
Ế BỘ LỌC
ình thi
8 
ưởng nửa b
, 
ủa cấu trúc nửa b
 ph
ư th
ư
ởng theo cách độc lập. Sự thay đổi chiều 
ưu hóa đư
lên băng thông
tần số cộng h
ần số cộng h
ụ thuộc v
ước của đ
ể hiện
ợc thiết kế với các dả
ữ thập b
ài t
ết kế với sự hỗ trợ của phần mềm thiết 
ư
ên 
à băng thông
L
ược dịch chuyển trong một phạm vi 
ổng thể L
ược đề xuất v
ợc tối 
ngoài thì t
6) trên các băng thông khác nhau 
 trong hình 6, ch
ên trong (hình 5
êm ch
ợc thể hiện trong bảng I, v
K
ước sóng b
ào 
ường truyền đoạn ch
ình 6.
ên ngoài không 
ỏng nghi
ưu hóa đ
ỹ thuật điều khiển & Điện tử
ư
kích thư
a (hình 4), lúc 
ữ thập b
êu c
. 
 f03
ởng 
ư
L
ưởng thứ nhất gần nh
à thi
ần số cộng h
 ít b
f
ớc sóng đồng nhất v
6 càng l
ư
êng không đ
ầu l
ể tối đa hoa tổn hao 
ị thay đổi. Trong 
ên trong l
02 
ớc tổng thể của bộ 
, và không có 
i thông ph
). M
ởng lẫn nhau bằng 
ết kế với cấu trúc 
ên ngoài đư
à 
trong ph
ỉ có 
ảnh h
f01 
ớn th
f03
ặc d
đầu khi thay 
= 2 GHz, 
ưởng c
ại tạo ra 
ì t
êm hình 
 b
ụ thuộc 
ưởng tới 
ù 
ạm vi 
ần số 
ị giảm 
ảnh 
cả hai 
ợc kết 
ộ g
à đáp 
”
ơ 
à 
ư 
iữa 
f02
Nghiên c
Tạp chí Nghi
lớp chi phí thấp chất l

tham s
phân tích m
Các k
thu
1.78, 2.25, 2.66, 2.93, và 3.58 GHz, tương 
băng 
Ký hi
Sau khi t
=
ật của bộ lọc đề ra, 5 điểm truyền không của ba băng tần với vị trí của các tần số tại 
ệu
w 
w1 
w2 
d 
h 
L1 
L2 
2.2
ố h
ết quả 
thông.
ứu khoa học công nghệ 
 và đ
ình h
ên c
ối 
ộ d
ạng Vector Agilent N5245A. Các kết quả đo đ
 mô ph
Hình 8.
ứu KH&CN 
ưu hoá, b
ày
ọc đ
Giá tr
1.52
1.00
0.70
3.05
0.508
11.9
9.10
 0.508 mm. Hình 8 
ư
ư
ợc thiết kế nh
ỏng v
Hình
 K
ị 
ộ lọc đ
ợng tốt, chất nền l
ết quả so sánh của bộ lọc ba băng tần đ
quân s
à th
 7.
ược thiết kế nhỏ gọn đ
ử nghiệm thu đ
 Ảnh của bộ lọc ba băng đ
ự, Số
Đơn v
ư trong b
mm
mm
mm
mm
mm
mm
mm
 56, 08
B
ị 
đưa ra 
ảng
à Rogers RT/Duroid 5880 v
ảng 1. Bộ lọc đ
 - 20
 1.
ảnh của bộ lọc ba băng đ
ược ho
18
 Kích thư
Ký hi
ứng, giúp cải thiện cả hai s
L
L
L
L
L
L
ư
àn toàn phù h
ệu
3 
4 
5 
6 
7 
8 
ợc chế tạo với quy tr
ư
ớc vật lý của bộ lọc ba băng tần
ư
ợc chế tạo
ợc chế tạo đ
ược thể hiện lại trong h
ược thiết kế
Giá tr
6.00
7.00
14.6
6.55
6.90
9.60
ợp với các y
. 
ới hằng số điện môi 
ư
ị 
ợc chế tạo với các 
ã đư
ình m
ợc đo bằng bộ 
ư
. 
ạch in hai 
êu c
ờn của mỗi 
Đơn v
mm
mm
mm
mm
mm
mm
ình 8. 
ầu kỹ 
91
.
ị 
92
cùng hình 9. Các 
S21
hiện các kết quả đo đạc.
của tổn hao ch
là t
→1. Đi
hiệu chỉnh) đ
thứ nhất v
dải thông thứ ba, trong khi tất cả các dải thông có độ rộng lần l
tương 
lọc t
kích thư
Thông s
Tần số trung tâm
Tổn hao ch
Tổn hao phản xạ
Phân đo
Tính l
Kết quả mô phỏng v
 đư
Bảng 2 tr
Và đ
Trong đó, BW
ần số trung tâm của băng thông. Độ lựa chọn trong băng thông đ
Các k
ương t
N. Đ. Uyên, L. V. Hà, “Thi
ợc mô phỏng của bộ lọc trong khi các đ
Hình 9.
ộ lựa chọn K
ều n
ứng với băng tần thứ nhất, thứ hai v
ố hiệu suất 
ạn băng thông
ựa chọn
ết quả đo đ
à th
ự (
ớc) và so sánh đư
ình bày m
ày có ngh
ư
ứ hai v
h
èn 
 K
èn (S
ợc tóm tắt v
ằng số điện môi, dải thông, tổn hao ch
đư
ết quả so sánh của bộ lọc ba băng tần đ
11
3dB
ư
ờng nét đứt m
ột số kết quả đo c
) và t
S đư
 và BW
ĩa l
ợc của bộ lọc ba băng đ
à nh
à đo đ
ổn hao phản xạ (S
ợc cho bởi:
à vùng chuy
ỏ h
ợc đ
Ký hi
20dB
à trích xu
ơn 1dB t
f
IL
RL
FBW
K
ết kế bộ lọc ba băng tần  ứng dụng truyền thông không dây.
ạc cuối c
 là băng thông t
ưa ra trong b
ệu
0 
S 
àu h
 Đơn v


ển tiếp c
ất trong bảng 2. Tổn hao ch
ại tần số trung tâm, độ lựa chọn cao 
GHz
ùng c
ồng v
hi ti
 =
ị
dB
dB
% 
- 
à màu xanh lá 
ết của bộ lọc. B
21
=


à th
ảng 3.
ủa sản phẩm đ
ư
), băng thông phân đo



ại S
àng nh
ược chế tạo (suy hao của bộ kết nối /cáp đ
ứ ba. Bộ lọc thiết kế
B
Băng th
ờng liền m




ảng 2.

21=
ỏ th
èn, t
2.08
0.78
60
4.8
2.8
-3dB và S
ì s
 K
ứ nhấ
cây th
àu xanh dương và màu nâu th
ược thiết kế sau khi tối 
ự suy hao ngo
ổn hao phản xạ, băng thông 3 dB, 
ết quả đo của bộ lọc ba băng tần
t
K
ược chế tạo đ
ên c
 Băng th
ỹ thuật điều khiển & Điện tử
ể hiện các tham số S
ạnh các thông số phổ biến 
21
èn t
ượt l
ạn đ
=-20dB, tương 
ốt h
à 4.8%, 4.0% và 4.5% 
 đư
2.72
3.5
22
4.0
3.0
ư
ược cải thiện khi 
ài d
ợc so sánh với các bộ 
ứ hai
ư
ợc xác định bởi:
ơn trong d
ợc chỉ ra trong 
ải c
KS 
 Băng th
ưu.
àng t
= 2.32 trong 
ứng v
ốt.
ải thông 
3.31
1
30
4.5
2.32
11
 (10
ư
ứ ba
”
 và 
ể 
(9)
)
à f0
KS
ợc 
.
Nghiên cứu khoa học công nghệ 
Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 56, 08 - 2018 93
Bảng 3. Bảng so sánh một số công trình đã công bố. 
Công 
trình 
Băng thông 
(GHz) 
Tổn hao chèn 
(dB) 
Tổn hao phản xạ 
(dB) 
FBW (%) 
[4] 2.4/3.5/5.2 0.99/1.24/2.46 20/40/10 5.6/7.6/5.8 
[10] 1.8/2.7/3.3-4.8 2.2/2.1/1.3 >15 2.5/1.7/5 
[11] 2.45/3.5/5.25 2/2.4/1.7 18/16/13 2.5/1.7/5 
Bài báo 2/2.7/3.3 0.78/3.5/1 60/22/30 4.8/4.0/4.5 
4. KẾT LUẬN 
Bài báo này giới thiệu và đưa ra một phương pháp mới trong việc thiết kế một bộ lọc 
ba băng tần đường truyền vi dải hiệu suất cao bằng cách sử dụng cấu trúc cộng hưởng 
đoạn chêm hình chữ thập, có tính chọn lọc cao và có thể điều khiển độc lập tần số cho 
từng dải thông của bộ lọc tương ứng đạt được. Các kết quả mô phỏng được xác minh bằng 
thực nghiệm trên phần mềm Ansoft HFSS 15.0 và đo đạc trên bộ phân tích mạng Vector 
Agilent N5245A. Bộ lọc ba băng tần được chế tạo cho các ứng dụng 
WLAN/RFID/Bluetooth và công nghệ truyền thông hiện đại 4G/5G. Kỹ thuật được đề 
xuất này hứa hẹn sẽ thiết kế các bộ lọc đa băng tần với nhiều băng thông nhỏ gọn về kích 
thước và có chi phí thấp, tính độc lập và tuỳ chọn băng thông dễ hơn. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1]. G. Hueber; and R. B. Staszewski, “Multi-Mode/Multi-Band RF Transceivers for 
Wireless Communications: Advanced Techniques, Architectures, and Trends”, New 
Jersey: Wiley, 2011, pp. 1-81. 
[2]. Chao Zhu, Ruizhe Huang, Shuxi Gong, “Design of a compact tripleband antenna for 
Bluetooth/WLAN/WiMAX applications”,Antennas Propagation & EM Theory 
(ISAPE) 2012 10th International Symposium on, pp. 183-185, 2012. 
[3]. C. Yunsung, et. al, "A Dual Power-Mode Multi-Band PowerAmplifier With Envelope 
Tracking for Handset Applications," IEEE Trans on Microwave Theory and 
Techniques, vol. 61, no. 4, pp.1608-1619, April 2013. 
[4]. Bo Liu and Yimin Zhao, “Compact Tri-Band Passband Filter for WLAN and 
WiMAX Using Tri-Section Stepped-Impedance Resonators”, Progress In 
Electromagenetics Research Letters, vol.45, pp. 39-44, 2014. 
[5]. J. S. Hong and M. J. Lancaster, “Microwave filter for RF/microwave applications.” 
New York. Wiley, pp 78-80, pp 18-21, 2001. 
[6]. GL. Zhu and K. Wu, “A Joint Field Circuit Model of Line-to-Ring CouplingStructures 
and Its Application to the Design of Microstrip Dual-Mode Filters and Ring 
Resonator Circuits,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 47, no. 10, Oct. 1999, 
pp. 1938-1948. 
[7]. R.J. Mao and X.H. Tang, “Novel Dual-Mode Passband Filters Using Hexagonal 
Loop Resonators,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.54, no. 9, Sept. 2006,pp. 
3526-3533. 
[8]. H. Miyake, S. Kitazawa, T. Ishizaki, I. Yamada, and Y. Nagatomi, "A miniaturized 
monolithic dual band filter using ceramic lamination technique for dual mode portable 
telephones," 1997 IEEE MTTS Int. Microwave Symp. Dig., pp.789 792, 1997. 
[9]. L.C. Tsai and C.W. Hsue, Dual band passband filters using equallength coupled serial 
shunted lines and Z transform technique, "IEEE Trans. Microw. Theory Tech., 
vol.52, no.4, pp.1111- 1117, April 2004. 
[10]. Chen, W.-Y., M.-H. Weng, S.-J. Chang, H. Kuan, and Y.-H. Su, “A new tri-band 
bandpass filter for GSM, WiMAX and ultra-wideband responses by using asymmetric 
Kỹ thuật điều khiển & Điện tử 
N. Đ. Uyên, L. V. Hà, “Thiết kế bộ lọc ba băng tần  ứng dụng truyền thông không dây.” 94 
stepped impedance resonators,” Progress In Electromagnetics Research, Vol. 124, 
365–381, 2012. 
[11]. Chen, F. C. and Q. X. Chu, “Design of compact tri-band bandpass filters using 
assembled resonators,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., Vol. 57, 165–171, 2009. 
[12]. Xuehui GUAN, Zhewang MA, Peng CAl, Yoshio KOBAYASHI, Tetsuo ANADA, 
and Gen HAGIWARA, "Synthesizing Microstrip Dual Band Passband Filters Using 
Frequency Transformation and Circuit Conversion Technique", IEICE Trans. 
Electron., vol. E89 C, no. 4 April 2006, pp. 459 502. 
[13]. X. Y. Zhang, J.-X. Chen, Q. Xue, and S.-M. Li, “Dual-Band Bandpass Filters Using 
Stub-Loaded Resonators”, Microwave and Wireless Components Letters, IEEE, Vol. 
17, no. 8, pp. 583 - 585, 2007. 
[14]. Pozar, D. M. "Microwave engineering”, New York: J. Wiley & Sons, 4th ed., 2011. 
ABSTRACT 
DESIGNING A NEW CONTROLABLE TRI-BAND FILTER 
FOR WIRELESS COMMUNICATION APPLICATION 
In the article, a new design method for multi- band filters that can be controlled 
based on improved micro-bandpass is introduced. The cross-shaped stub loaded 
resonator structure is combined into a uniform half wavelength resonator to achieve 
a highly selective triple-band filters. The position of each passband can be 
independently corrected by properly changing the length of a microstrip lines, 
respectively. A triple-band microwave filter has been manufacture and tested. The 
experiment results showed asymptomatic with simulation results. The designed filter 
has the advantages of simple process in selecting the individual passband, improved 
selectivity. 
Keywords: Filter; Transmission lines; Stub-loaded; Passband. 
Nhận bài ngày 08 tháng 6 năm 2018 
Hoàn thiện ngày 08 tháng 7 năm 2018 
Chấp nhận đăng ngày 10 tháng 8 năm 2018 
Địa chỉ: 1 Trường Cao đẳng Phát thanh truyền hình I - Phủ Lý, Hà Nam; 
 2 Viện Khoa học và Công nghệ quân sự. 
 * E-mail: uyenvov@gmail.com.