Phương pháp điều chế độ rộng xung của biến tần ma trận đa bậc nhằm triệt tiêu điện áp điểm nối chung

Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
8 
Phương Pháp Điều Chế Độ Rộng Xung của Biến Tần Ma Trận Đa Bậc 
nhằm Triệt Tiêu Điện Áp Điểm Nối Chung 
Space Vector Pulse Width Modulation for Three-level Indirect Matrix Converter to Eliminate 
Common Mode Voltage 
Nguyễn Đình Tuyên 
Trường Đại Học Bách Khoa, Đại Học Quốc Gia TpHCM 
268 Lý Thường Kiệt, Quận 10, Thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam 
Đến Tòa soạn: 01-02-2018; chấp nhận đăng: 27-9-2019 
Tóm tắt 
Bài báo trình bày phương pháp điều chế độ rộng xung cho bộ biến tần ma trận đa bậc nhằm triệt tiêu điện áp điểm nối 
chung. Bộ biến tần ma trận đa bậc được nghiên cứu trong bài báo được xây dựng từ sự kết hợp giữa bộ nghịch lưu ba 
bậc dạng T và hai bộ chỉnh lưu nguồn dòng mắc nối tiếp với nhau. Ngoài những ưu điểm của bộ biến tần ma trận truyền 
thống như: dòng điện nguồn và tải dạng sin, công suất có thể truyền theo 2 chiều từ nguồn sang tải hoặc tải sang nguồn 
thì bộ biến tần ma trận đa bậc có thêm ưu điểm đó là: điện áp trên tài có 3 mức, do đó chất lượng điện áp/dòng điện trên 
tải sẽ cao hơn so với bộ biến tần ma trận truyền thống. Điện áp điểm nối chung là nguyên nhân gây ra sự hư hỏng cách 
điện của động cơ, gây ra các nhiễu điện từ. Do đó, trong nghiên cứu này, một phương pháp điều chế vector không gian 
phù hợp sẽ được đề xuất để triệt tiêu điện áp điểm nối chung. Để xác nhận tính đúng đắn của phương pháp đề xuất, các 
kết quả mô phỏng được xây dựng bằng phần mềm Psim, cũng như các kết quả thực nghiệm được xây dựng trong phòng 
thí nghiệm sẽ được trình bày. 
Từ khóa: Biến tần ma trận, nghịch lưu đa bậc, phương pháp điều chế độ rộng xung, điện áp điểm nối chung. 
Abstract 
This paper presents the pulse width modulation for multilevel indirect matrix converter for elimination common-mode 
voltage. The presented multilevel indirect matrix converter is based on the combination of T-type multilevel inverter and 
two cascaded rectifers. Beside possessing the advantages of convetional matrix converter such as: sinsoidal input/output 
currents, bidirectional power flow, the multilevel indirect matrix converter provides some advatages: high performance 
of output voltage due to it is three-level voltage. The common mode voltage is responsible for overvoltage stress to the 
winding insulation and bearing damage of ac motor and it raises leakage currents, which can cause electromagnetic 
noise to the equipments installed near the converter. Therfore, the space vector modualtion method is proposed in this 
paper to eliminate the common-mode voltage. In order to verify the theory analysis, some simulation resutls with Psim 
software are provided. Futhermore, one laboratory prototype was built and experimetal results are presented to validate 
the simulation results. 
Keywords: Matrix converter, multilevel inverter, Pulse width modulation, common-mode voltage. 
1. Giới thiệu1 
Trong những năm gần đây bộ biến tần ma trận 
nhận được nhiều sự quan tâm của các nhà nghiên cứu 
trong lĩnh vực điện tử công suất vì những ưu điểm của 
nó mang lại như là: dòng điện nguồn/dòng điện tải dạng 
sin, công suất truyền theo hai chiều từ nguồn đến tải 
hoặc từ tải sang nguồn, không sử dụng tụ điện như một 
nguồn tích trữ năng lượng trung gian do đó tuổi thọ sẽ 
cao hơn bộ back-to-back truyền thống [1]. Cấu hình 
biến tần ma trận được chia thành hai loại khác nhau: 
biến tần ma trận trực tiếp và biến tần ma trận gián tiếp. 
Biến tần ma trận trực tiếp được xây dựng từ chín khóa 
hai chiều để kết nối ba ngõ vào của nguồn vào ba ngõ 
1 Địa chỉ liên hệ: Tel:(+84) 919142110 
Email: ndtuyen@hcmut.edu.vn 
ra của tải [2]. Biến tần ma trận gián tiếp được xây dựng 
từng 2 tầng khác nhau: tầng chỉnh lưu bao gồm sáu 
khóa công suất hai chiều, tầng nghịch lưu gồm sáu khóa 
công suất một chiều như bộ nghịch lưu hai bậc truyền 
thống [3]. Về số lượng linh kiện bán dẫn, chất lượng 
điện áp tải hay dòng điện nguồn của hai bộ biến tần ma 
trận trực tiếp và gián tiếp là như nhau. Tuy nhiên, biến 
tần ma trận gián tiếp có nhiều ưu điểm hơn so với biến 
tần ma trận trực tiếp. Ở biến tần ma trận trực tiếp, sự 
chuyển mạch ba hoặc bốn bước cần được thực hiện để 
đảm bảo quá trình chuyển mạch không gây ngắn mạch 
hoặc quá áp. Trong khi đó, vấn đề chuyển mạch của 
biến tần ma trận gián tiếp khá đơn giản: tầng chỉnh lưu 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
9 
chuyển mạch khi dòng điện qua khóa công suất là bằng 
0, do đó tổn hao công suất trên linh kiện sẽ giảm, quá 
trình chuyển mạch ở tầng nghịch lưu được thực hiện 
bằng cách thêm thời gian dead-time giữa hai khóa trên 
cùng một nhánh [4]. 
Gần đây, nhiều nhà nghiên cứu đã tập trung phát 
triển cấu hình cho biến tần ma trận kiểu gián tiếp. 
Trong nghiên cứu [5] – [6], biến tần ma trận kiểu gián 
tiếp được đề xuất để cung cấp điện cho tải nhiều pha từ 
nguồn ba pha bằng cách thay thế nghịch lưu pha hai 
bậc truyền thống bằng nghịch lưu đa pha. Để vận hành 
hai tải ba pha cùng lúc từ một nguồn ba pha, bộ biến 
tần ma trận hai ngõ ra cũng được trình bày trong các 
nghiên cứu [7]. Nhằm nâng cao chất lượng điện áp trên 
tải, bộ biến tần ma trận đa bậc được đề xuất trong [8]. 
Từ các nghiên cứu [5] – [8], hầu hết cấu hình biến 
tần ma trận gián tiếp được phát triển ở tầng chỉnh lưu, 
trong khi đó tầng chỉnh lưu vẫn là sáu khoa xoay chiều. 
Do đó, khi áp dụng vào trong biến tần ma trận đa bậc 
sẽ có khuyết điểm là phải giải quyết vấn đề mất cân 
bằng điện áp điểm trung tính [8]. Trong bài báo này, 
biến tần ma trận đa bậc được xây dựng từ sự kết hợp 
giữa nghịch lưu đa bậc dạng T và hai nguồn chỉnh lưu 
như Hình 1. Bộ biến tần đề xuất trong bài báo này có 
những đặc tính sau: 
- Có hai nguồn xoay chiều khác nhau cung cấp cho 
hai chỉnh lưu nhằm tạo hai điện áp DC khác nhau 
cho bộ nghịch lưu ba bậc dạng T. Do đó, vấn đề mất 
cân bằng điện áp DC sẽ không xảy ra. 
- Điện áp ngõ ra sẽ được tổng hợp dạng ba bậc. Do 
đó, chất lượng điện áp sẽ tốt hơn so với biến tần ma 
trận truyền thống. 
SA1
SA3
SA2
SA4 SB4
SB1 SC1
SC4
SB3
SB2
SC3
SC2
P
N
O
vA
vB
vC
va
Sap1 Sbp1 Scp1
Sao1 Sbo1 Sco1
Sao2 Sbo2 Sco2
San2 Sbn2 Scn2
vb
vc
ia
ib
ic
iA
iB
iC
Rectifier - 1
Rectifier - 2
ias
Hình 1. Cầu hình bộ biến tần ma trận đa bậc 
Ngoài ra, một phương pháp điều chế vector 
không gian sẽ được trình bày trong nghiên cứu này 
nhằm để triệt tiêu điện áp điểm nối chung. Điện áp 
điểm nối chung là một trong những nguyên nhân gây 
ra dòng rò và làm cho hư hỏng ổ bi của động cơ cũng 
như gây ra các nhiễu điện từ. Vì vậy, việc giảm hay 
triệt tiêu điện áp điểm nối chung là một trong những 
mối quan tâm khi đề xuất phương pháp điều chế độ 
rộng xung cho các bộ biến đổi công suất. Đối với biến 
tần ma trận, có nhiều phương pháp điều chế độ rộng 
xung nhằm giảm điện áp điểm nối chung như [9] – [10]. 
Tuy nhiên những phương pháp này chỉ áp dụng cho 
biến tần ma trận kiểu truyền thống và điện áp điểm nối 
chung giảm đi 42%. Đối với cấu hình biến tần ma trận 
đa bậc và phương pháp điều chế vector không gian đề 
xuất thì điện áp điểm nối chung hoàn toàn bị triệt tiêu. 
Bài báo này được trình bày theo cấu trúc như sau: 
trong phần 2, nguyên lý hoạt động của biến tần ma trận 
đa bậc được giời thiệu. Phương pháp điều chế độ rông 
xung đề xuất được trình bày trong phần 3. Trong phần 
4, các kết quả mô phỏng được thực hiện bằng phần 
mềm Psim sẽ trình bày. Để kiểm chứng phân tích lý 
thuyết và xác nhận tính đúng đắn của kết quả mô 
phỏng, một mô hình thực nghiệm được xây dựng và các 
kết quả thực nghiệm sẽ được trình bày trong phần này. 
Các kết luận của nghiên cứu này được trình bày trong 
phần cuối cùng. 
2. Cấu hình và nguyên lý hoạt động 
Bảng 1. Trạng thái đóng cắt các khóa công suất ở tầng 
chỉnh lưu và điện áp DC-link tương ứng 
Trạng thái đóng cắt 
Điện áp DC-
link 
Sap1 Sbp1 Scp1 Sao1 Sbo1 Sco1 
VPO VON 
Sao2 Sbo2 Sco2 Sao2 Sbo2 Sco2 
1 0 0 0 1 0 vab vab 
1 0 0 0 0 1 vac vac 
0 1 0 0 0 1 vbc vbc 
0 1 0 1 0 0 vba vba 
0 0 1 1 0 0 vca vca 
0 0 1 0 1 0 vcb vcb 
1 0 0 1 0 0 0 0 
0 1 0 0 1 0 0
0 
0 0 1 0 0 1 0 0 
Cấu hình của bộ biến tần ma trận đa bậc được 
trình bày trong Hình 1. Các thành phần của bộ biến tần 
này bao gồm: biến áp cách ly, bộ lọc LC tại đầu nguồn 
để lọc sóng hài bậc cao của dòng điện, hai bộ chỉnh lưu 
sáu khóa xoay chiều mắc nối tiếp với nhau, và bộ 
nghịch lưu ba pha ba bậc dạng T. 
Mỗi bộ chỉnh lưu bao gồm sáu khóa công suất hai 
chiều như Hình 1 (Sap1, Sao1, Sbp1, Sbo1, Scp1, Sco1 cho bộ 
chỉnh lưu 1 và Sao2, San2, Sbo2, Sbn2, Sco2, Scn2 cho bộ 
chỉnh lưu 2) và được cung cấp bởi một nguồn ba pha 
xoay chiều thông qua bộ lọc LC. Chức năng của bộ 
chỉnh lưu là tạo ra điện áp DC cung cấp cho nghịch lưu 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
10 
đa bậc và đảm bảo dòng điện ở nguồn AC dạng sin. Bộ 
chỉnh lưu thứ nhất tạo ra điện áp VPO và bộ chỉnh lưu 
thứ 2 tạo ra điện VNO. Bảng 1 trình bày trạng thái đóng 
cắt các khóa công suất bán dẫn và điện áp DC-link. 
Bộ nghịch lưu ba bậc dạng T là cấu hình mở rộng 
của bộ nghịch lưu hai bậc ba pha truyền thống, bằng 
cách thêm ba khóa công suất xoay chiều nối ba ngõ ra 
của tải vào điểm trung tính O. So sánh với bộ nghịch 
lưu ba pha NPC truyền thống thì bộ nghịch lưu ba pha 
dạng T có nhiều ưu điểm hơn: tổn hao ít hơn, số lượng 
linh kiện bán dẫn ít hơn do không sử dụng các diode 
kẹp [11]. Từ Hình 1, trạng thái đóng cắt và điện áp pha 
tải của bộ nghịch lưu ba pha được cho ở Bảng 2: 
Bảng 2. Trạng thái đóng cắt các khóa công suất ở tầng 
chỉnh lưu và điện áp pha tải – trung tính tương ứng. 
Trạng 
thái 
nhánh 
SX 
Trạng thái đóng ngắt các khóa 
công suất trong một nhánh 
X = (A, B, C) 
Điện áp 
pha tải – 
trung tính 
VXO 
SX1 SX2 SX3 SX4 
1 1 1 0 0 VPO 
0 0 1 1 0 0 
-1 0 0 1 1 -VON 
 Bộ nghịch lưu ba bậc dạng T được cấp nguồn 
DC tạo ra từ hai bộ chỉnh lưu là VPO và VON. Chức năng 
của bộ nghịch lưu là tạo ra điện áp trên tải với tần số và 
biên độ thay đổi được bằng cách phối hợp các trạng thái 
đóng ngắt của các khóa bán dẫn. 
3. Phương pháp điều chế độ rộng xung triệt tiêu 
điện áp điểm nối chung. 
3.1 Điều khiển tầng chỉnh lưu 
Hai bộ chỉnh lưu 1 và 2 được điều khiển làm sao 
cho hai điện áp DC tạo ra là VPO và VON giống nhau. 
Như trình bày ở Hình 1, thì hai bộ chỉnh lưu này được 
cung cấp bằng hai nguồn xoay chiều ba pha giống nhau. 
Do đó, trạng thái đóng ngắt của ba khóa xoay chiều 
phía trên/phía dưới của bộ chỉnh lưu 1 hoàn toàn tương 
tự như trạng thái đóng ngắt của ba khóa xoay chiều phía 
trên/phía dưới của bộ chỉnh lưu 2. Để tránh diễn giải 
trùng lặp, trong phần này chỉ trình bày phương pháp 
điều khiển bộ chỉnh lưu 1, bộ chỉnh lưu 2 hoạt động 
tương tự. 
Giả sử điện áp cung cấp cho bộ chỉnh lưu này là 
cân bằng và được biểu diễn bằng các phương trình sau: 
in
in
in
sin( )
sin( 2 3)
sin( 2 3)
a in
b in
c in
v V t
v V t
v V t

 
 
 (1) 
Biểu đồ vector không gian của tầng chỉnh lưu 
được trình bày trên Hình 2 gồm sáu vector dòng điện 
tích cực và ba vector không. Mỗi vector dòng điện thể 
hiện sự kết hợp của điện áp pha ngõ vào cho điện áp 
một chiều DC. Ví dụ, vector Iab thể hiện sự kết hợp của 
điện áp vào pha a (cực dương P của DC-link) và pha b 
(điểm trung tính O của DC-link). Nếu ta giả sử rằng 
vector dòng điện ở ngõ vào Iin nằm trong sector 1, ta 
có thể tổng hợp vector từ hai vector liền kề là: 
in ab acI d I d Ig d 
   
 (2) 
trong đó abI
 
, acI
 
là hai vector dòng điện liền kề và dg
, dd là tỷ số đóng của hai vector tương ứng. 
ain
Iab
Ibc
Ibc
Iba
Ica
Icb
iin
1
23
4
5 6
IaaIbb
Icc
dd
dg
Hình 2. Giản đồ vector không gian tầng chỉnh lưu 
Tuy nhiên, để đảm bảo điện áp ở DC-link có giá 
trị lớn nhất thì vector không Iaa, Ibb, Icc không được sử 
dụng. Do đó, tỷ số đóng của hai vector tích cực sẽ được 
tính lại như sau [6] – [7]: 
 b
ab
a
d v
d
d d v
g
g d
 (3) 
c
ac
a
d v
d
d d v
d
g d
 (4) 
Điện áp trung bình trong một chu kỳ lấy mẫu của 
điện áp VPO và VON là: 
23
2
in
dc ab a b ac a c
a
V
V d v v d v v
v
 (5) 
3.2 Điều khiển tầng nghịch lưu 
Với bộ nghịch lưu NPC ba bậc dạng T sẽ có 27 
trạng thái đóng ngắt khác nhau. Mỗi một trạng thái 
đóng ngắt được mô tả qua tổ hợp trạng thái SX = -1, 0, 
1 (X=A,B,C) như trình bày ở Bảng 2. Dựa vào độ lớn 
điện áp của vector không gian, ta chia làm bốn nhóm: 
- Vector không (V0) đại diện cho ba trạng thái 
(1,1,1), (0,0,0) và (-1,-1,-1), độ lớn của vector này 
bằng 0. 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
11 
- Vector nhỏ gồm có 6 vector (V1 đến V6) có độ 
lớn bằng VDC/3 . Mỗi vector nhỏ có hai trạng thái đóng 
ngắt. 
- Vector trung bình gồm 6 vector (V7 đến V12) có 
độ lớn bằng 3 / 3DCV 
- Vector lớn gồm 6 vector (V13 đến V18) có độ lớn 
bằng 2 / 3DCV . 
Điện áp điểm nối chung được định nghĩa như sau 
[12]: 
 DCON A B C
V
V S S S .
6
 (6) 
Trong đó VON là điện áp giữa trung tính tải với tâm 
nguồn DC hay còn gọi là điện áp điểm nối chung 
(common-mode voltage). Từ phương trình 6, ta thấy 
rằng sử dụng sáu vector vừa và trạng thái (0,0,0) của 
vector không để tổng hợp vector tham chiếu thì điện áp 
điểm nối chung sẽ triệt tiêu. Những vector được sử 
dụng được thể hiện như trong Hình 3. 
Như trong Hình 3, vector tham chiếu nằm trong 
vùng I, ta chọn ba vector gần với nhất là V12, V7, V0, và 
thời gian tác dụng của các vector này lần lượt là T12, T7, 
T0. Ta có 
12 s
7 s
0 s 12 7
2
T sin T
33
2
T sin T
3
T T T T
a
a
m
m


 (7) 
Trong đó Ts là thời gian lấy mẫu, ma là tỉ số điều 
biên và θ là góc của vector tham chiếu. 
Hình 3. Giản đồ vector không gian tầng nghịch lưu. 
3.3 Phối hợp trạng thái đóng ngắt giữa tầng chỉnh 
lưu và nghịch lưu 
Ở phần trên, ta đã dẫn ra cách thức thực hiện 
phương pháp điều rộng xung cho tầng nghịch lưu với 
giả thuyết rằng điện áp trên DC-Link là không thay đổi. 
Tuy nhiên trên thực tế, vì trong cấu hình của bộ chỉnh 
lưu đã loại bỏ đi thành phần tích trữ năng lượng trên 
DC-Link nên điện áp trên đó sẽ bị thay đổi liên tục như 
đã trình bày. Để có thể điều chế tầng nghịch lưu chính 
xác sao cho điện áp ngõ ra có chất lượng tốt, ta phải có 
thao tác điều chỉnh trong phương pháp điều rộng xung 
ở tầng nghịch lưu. 
T rạng thá i O FF T rạ ng thá i O N
1-10
T ầng chỉnh lưu
T ầng ng hịch lư u
Sa p1, Sa o1
Sb o1, Sb n2
Sco 1, Scn 2
SA1
SA2
SB1
SB2
SC1
SC2
000 10-1 000 000 10-1 1-10 000
Hình 4. Phối hợp trạng thái đóng ngắt giữa hai tầng 
chỉnh lưu và nghịch lưu 
Như đã phân tích ở phần 3.1, trong mỗi chu kì 
đóng ngắt tầng chỉnh lưu được chia làm hai phần, do 
đó tỉ lệ thời gian đóng của các vector V12, V7 và V0 trong 
tầng nghịch lưu cũng được phân phối cho mỗi phần. 
Nói một cách đơn giản rằng trong một chu kỳ đóng cắt 
của tầng chỉnh lưu sẽ có hai mức điện áp dây tạm hiểu 
là một mức cao và một mức thấp. Vì vậy, ta phải phân 
bố bình quân lại thời gian đóng cắt bên tầng nghịch lưu 
để ngõ ra có tác động tương tự như khi điện áp DC-link 
là hằng số. 
Để đảm bảo cho tầng chỉnh lưu không bị ngắn 
mạch giữa các pha khi chuyển mạch, ta sẽ thêm vào ở 
đoạn chuyển mạch một khoản thời gian gọi là Dead-
time. Tuy nhiên việc làm đó lại ảnh hưởng đến tầng 
nghịch lưu vì khi đó, điện áp DC-link bằng 0 tức là DC-
link không được kết nối với nguồn. Như vậy sẽ không 
tạo ra được đường dẫn cho dòng điện chạy về ở tầng 
nghịch lưu. Nếu tải của ta có thành phần cảm kháng thì 
sẽ xuất hiện hiện tượng di/dt làm tăng điện áp trên khóa 
một cách đột ngột gây hư hỏng khóa bán dẫn. Cách đơn 
giản nhất để khắc phục hiện tượng này đó chính là làm 
cho dòng trên tải bằng 0 trước khi chuyển mạch ở tầng 
chỉnh lưu. Có thể thực hiện bằng cách đóng vector 
không ở tầng nghịch lưu sao cho điểm chuyển mạch 
của tầng chỉnh lưu rơi vào thời gian tác động của vector 
không trên tầng nghịch lưu. Hình 4 trình bày sự phối 
hợp trạng thái đóng ngắt các khóa công suất khi vector 
dòng điện của tầng chỉnh lưu và vector điện áp ở tầng 
nghịch lưu nằm trong sector 1. 
4. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 
Phần mềm Psim được sử dụng để mô phỏng hoạt 
động của bộ biến tần ma trận đa bậc với phương pháp 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
12 
vector không gian đề xuất. Các thông số thực hiện mô 
phỏng là: 
- Nguồn xoay chiều 3 pha: biên độ điện áp pha 100V, 
tần số 50 Hz 
- Tải ba pha: R=20 , L=25 mH. 
- Thông số bộ lọc: C=45 uF, L=3.96 mH. 
- Tần số đóng ngắt linh kiện: fs=10 kHz. 
- Tỉ số điều biên điện áp là 0.5. 
Để kiểm chứng phân tích lý thuyết và kết quả mô 
phỏng, một mô hình phần cứng được xây dựng trong 
phòng thí nghiệm. Các thông số thực hiện mô phỏng 
hoàn toàn giống với thông số khi thực hiện mô phỏng. 
Hình 5 trình bày mô hình phần cứng của bộ biến tần 
ma trận đa bậc, bao gồm: mạch điều khiển 
TMS320F28377, khóa công suất hai chiều sử dụng ở 
tần chỉnh lưu SK 30GB123 và tầng nghịch lưu sử dụng 
SK 30GB123 và SKM100GB125DN, cảm biến áp 
LV25P của hãng LEM và dao động kí sử dụng thu thập 
dạng sóng. 
Các kết quả được trình bày trong Hình 6 (a), (b) 
và (c) lần lượt là: điện áp DC-link được tạo ra từ hai bộ 
chỉnh lưu độc lập, điện áp và dòng điện phía tải và điện 
áp điểm nối chung được thu thập từ kết quả mô phỏng 
khi sử dụng phần mềm Psim. Các kết quả mô phỏng 
này sẽ được kiểm chứng bằng thực nghiệm. 
Hình 7 trình bày sector ngõ vào, xung kích cho 
khóa Sbp1 và hai điện áp DC-link. Chúng ta thấy rằng, 
mỗi chu kỳ điện áp sẽ có 6 sector. Từ Hình 7, khi điện 
áp ngõ vào ở sector thứ 3 thì khóa Spb1 luôn trạng thái 
đóng, ở sector thứ 2 và 4 thì hai khóa này ở trạng thái 
điều chế và các sector khác thì khác khóa này ở trạng 
thái ngắt. Điện áp DC-link trên hình này hoàn toàn phù 
hợp với kết quả mô phỏng. Điện áp DC-link được tạo 
ra từ điện áp dây của nguồn ba pha. 
Hình 8 trình bày điện áp dây và dòng điện trên tải. 
Ta nhận thấy rằng kết quả này hoàn toàn phù hợp với 
kết quả mô phỏng: dòng điện dạng sin và điện áp được 
tạo thành từ điện áp dây ở ngõ vào. Hình 9 trình bày 
điện áp common-mode. Từ hình này, ta thấy điện áp 
common-mode hoàn toàn bị triệu tiêu, tuy nhiên cũng 
có một vài gai nhỏ do quá trình đóng ngắt. 
Hình 5. Mô hình thực nghiệm. 
50V/div 5ms/div
VPN
VON
(a) 
vAB
vAG
iA
100V/div 2A/div 5ms/div 
(b) 
vOG
5V/div 5ms/div 
(c) 
Hình 6. (a) Điện áp DC-link được tạo ra bởi hai bộ 
nghịch lưu (b) Điện áp pha, điện áp dây và dòng điện 
tải (c) Điện áp Common-mode. 
Hình 7. Kết quả thực nghiệm điện áp DC-link. 
Hình 8. Kết quả thực nghiệm điện áp dây tải và dòng 
điện tải. 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
13 
Hình 9. Kết quả thực nghiệm điện áp Common-mode. 
6. Kết luận 
Điện áp common-mode là điện áp được tạo ra bởi 
quá trình điều chế xung và là nguyên nhân gây ra hư 
hỏng động cơ. Nhiều nhà nghiên cứu đã trình bày các 
phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu đa 
bậc. Tuy nhiên, đối với biến tần ma trận đa bậc thì hiện 
nay chưa có nghiên cứu nào. Bài báo này đã trình bày 
giải thuật vector không gian cho bộ biến tần đa bậc ma 
trận với mục đích triệt tiêu điện áp điểm nối chung. Các 
kết quả mô phỏng và thực nghiệm đã chứng minh tính 
đúng đắn của giải thuật đề xuất. 
Ghi nhận tài trợ 
Nghiên cứu này được tài trợ bởi Quỹ Phát triển 
khoa học và công nghệ Quốc gia (NAFOSTED) trong 
đề tài mã số 103.99-2015.102 
Tài liệu tham khảo 
[1] L. Empringham, J. W. Kolar, J. Rodriguez, P. W. 
Wheeler and J. C. Clare, Technological Issues and 
Industrial Application of Matrix Converters: A 
Review, in IEEE Transactions on Industrial 
Electronics, vol. 60, no. 10, pp. 4260-4271, Oct. 2013. 
[2] S. Kim, Y. D. Yoon and S. K. Sul, Pulsewidth 
Modulation Method of Matrix Converter for Reducing 
Output Current Ripple, in IEEE Transactions on Power 
Electronics, vol. 25, no. 10, pp. 2620-2629, Oct. 2010. 
[3] J.W. Kolar, F. Schafmeister, S.D. Round and H. Ertl, 
Novel Three-Phase AC–AC Sparse Matrix Converters, 
in IEEE Transactions on Power Electronics , vol.22, 
no.5, pp.1649-1661, Sept. 2007. 
[4] A. Trentin, L. Empringham, L. de Lillo, P. Zanchetta, 
P. Wheeler and J. Clare, Experimental Efficiency 
Comparison Between a Direct Matrix Converter and an 
Indirect Matrix Converter Using Both Si IGBTs and 
SiC mosfets, in IEEE Transactions on Industry 
Applications, vol. 52, no. 5, pp. 4135-4145, Sept.-Oct. 
2016. 
[5] X. Liu, P. Wang, P. C. Loh and F. Blaabjerg, A 
Compact Three-Phase Single-Input/Dual-Output 
Matrix Converter, in IEEE Transactions on Industrial 
Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 6-16, Jan. 2012. 
[6] Tuyen. D. Nguyen and H. H. Lee, Dual Three-Phase 
Indirect Matrix Converter With Carrier-Based PWM 
Method, in IEEE Transactions on Power Electronics, 
vol. 29, no. 2, pp. 569-581, Feb. 2014. 
[7] Tuyen. D. Nguyen and H. H. Lee, Development of a 
Three-to-Five-Phase Indirect Matrix Converter With 
Carrier-Based PWM Based on Space-Vector 
Modulation Analysis, in IEEE Transactions on 
Industrial Electronics, vol. 63, no. 1, pp. 13-24, Jan. 
2016. 
[8] M. Y. Lee, P. Wheeler and C. Klumpner, Space-Vector 
Modulated Multilevel Matrix Converter, in IEEE 
Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, no. 10, 
pp. 3385-3394, Oct. 2010. 
[9] Tuyen. D. Nguyen and H. H. Lee, Modulation 
Strategies to Reduce Common-Mode Voltage for 
Indirect Matrix Converters, in IEEE Transactions on 
Industrial Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 129-140, Jan. 
2012. 
[10] Q. Guan, P. W. Wheeler, Q. Guan and P. Yang, 
Common-Mode Voltage Reduction for Matrix 
Converters Using All Valid Switch States, in IEEE 
Transactions on Power Electronics, vol. 31, no. 12, pp. 
8247-8259, Dec. 2016. 
[11] Y. Wang, W. W. Shi, N. Xie and C. M. Wang, Diode-
Free T-Type Three-Level Neutral-Point-Clamped 
Inverter for Low-Voltage Renewable Energy System, 
in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 61, 
no. 11, pp. 6168-6174, Nov. 2014. 
[12] Hee-Jung Kim, Hyeoun-Dong Lee and Seung-Ki Sul, 
A new PWM strategy for common-mode voltage 
reduction in neutral-point-clamped inverter-fed AC 
motor drives, in IEEE Transactions on Industry 
Applications, vol. 37, no. 6, pp. 1840-1845, Nov/Dec 
2001.