Nghiên cứu cấu hình tăng áp DC/DC có điểm trung tính với nguồn điện áp một chiều

SCIENCE TECHNOLOGY 
Số 51.2019 ● Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 13
NGHIÊN CỨU CẤU HÌNH TĂNG ÁP DC/DC 
CÓ ĐIỂM TRUNG TÍNH VỚI NGUỒN ĐIỆN ÁP MỘT CHIỀU 
RESEARCH DC/DC BOOST TOPOLOGY WITH NEUTRAL POINT WITH DC SOURCE 
 Quách Thanh Hải1, 
Trương Việt Anh2, Lê Hoàng Phi2,* 
TÓM TẮT 
Bài báo này đề xuất một cấu hình tăng áp DC/DC (Direct Current) có điểm 
trung tính. Cấu hình đề xuất có thể chuyển điện áp ngõ ra lớn hơn điện áp ngõ 
vào và tạo ra nguồn đối xứng. Cấu hình mạch tăng áp đề xuất có cấu trúc đơn 
giản, chỉ sử dụng 1 khóa bán dẫn cho nên dễ dàng điều khiển bằng kỹ thuật điều 
chế độ rộng xung PWM (Pulse Width Modulation), giảm tổn thất chuyển mạch, 
cho điện áp ngõ ra cao, hiệu suất cao. Nguyên lý hoạt động của cấu hình tăng áp 
đề xuất được phân tích và biểu thức điện áp ngõ ra được tính toán. Các kết quả 
mô phỏng và thí nghiệm được thực hiện để kiểm chứng cấu hình đề xuất. 
Từ khóa: Điểm trung tính, nguồn đối xứng, dễ dàng điều khiển, PWM, giảm 
tổn thất chuyển mạch. 
ABSTRACT 
This paper presents a neutral point DC/DC boost topology. The proposed 
configuration can convert the output voltage to higher than the input voltage 
and produce a symmetric source. The configuration of the proposed booster 
circuit is simple, using only one semiconductor switch, so it is easy to control by 
PWM pulse width modulation technique, reducing switching loss, high output 
voltage. high efficiency. The operating principle of the proposed boost 
configuration is analyzed and the output voltage expression has been derived. 
Simulation and experimental results are shown to verify the validity of the 
proposed topology. 
Keywords: A neutral point, a symmetric source, easy to control, PWM, 
reducing switching losses. 
1Phòng TN D406, Khoa Điện - Điện tử, Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM 
2Phòng TN C201, Khoa Điện - Điện tử, Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM 
*Email: phi.le.775@gmail.com 
Ngày nhận bài: 03/01/2019 
Ngày nhận bài sửa sau phản biện: 04/3/2019 
Ngày chấp nhận đăng: 25/4/2019 
1. GIỚI THIỆU 
Khối lượng lớn nhiên liệu hóa thạch như dầu, than đá và 
khí đốt được sử dụng dẫn đến hậu quả nghiêm trọng như 
hiệu ứng nhà kính và ô nhiễm môi trường, điều đó có tác 
động rất lớn đến toàn cầu. Việc tiết kiệm năng lượng và sử 
dụng năng lượng tái tạo thay thế dần trong tương lai được 
xem là lời giải khả thi hơn cả. Quang điện là một trong 
những nguồn năng lượng tái tạo nằm trong danh mục đầu 
tư của thế giới và tạo ra sản lượng điện lớn nhất vào năm 
2040 bởi vì nó không gây ô nhiễm môi trường, miễn phí và 
vô tận với độ tin cậy cao [1, 2]. 
Ngoài các cánh đồng pin quang điện, hệ thống PV 
(photovoltaic) dân dụng nối lưới, các tấm PV thường được 
lắp đặt trên mái nhà không những mang lại hiệu quả tiết 
kiệm năng lượng mà còn giảm áp lực cho hệ thống truyền 
tải và phân phối. Với đặc thù của điện mặt trời áp mái là 
công suất của hệ thống các tấm PV nhỏ từ vài kW trở lại, 
cấu hình PV mắc nối tiếp sẽ bị tác động lớn của hiện tượng 
bóng râm do mây, cây cối, nhà hàng xóm và thậm chí là các 
đường dây tải điện làm giảm hiệu suất của hệ thống. Trong 
các trường hợp này, cấu hình PV mắc song song hiệu quả 
cao hơn cấu hình PV mắc nối tiếp do hiệu suất cao hơn [3, 
4]. Tuy nhiên, cấu hình PV mắc song song có điện áp đầu ra 
thấp, không đáp ứng được yêu cầu nghịch lưu nối lưới, do 
đó, cần phải có mạch nhân áp DC/DC để tăng điện áp lên 
cao và đây là xu thế nghiên cứu hiện nay [5]. 
Một số bộ chuyển đổi tăng áp cách ly hiện có, như là bộ 
chuyển đổi toàn kỳ dịch pha, có thể thu được điện áp cao 
nhờ hệ số tăng áp của biến áp. Tuy nhiên, dòng điện ngõ 
vào của các bộ chuyển đổi tăng áp cách ly là xung, điều đó 
tác động lớn đến tuổi thọ của tấm PV. Hơn nữa, các bộ 
chuyển đổi tăng áp cách ly cần nhiều tụ hóa ngõ vào để lọc 
phẳng điện áp gây tốn kém và xác suất hư hỏng cao. Bên 
cạnh đó, điện áp đặt lên diode lớn hơn nhiều so với điện áp 
ra, điều đó hạn chế hiệu suất của mạch trong các ứng dụng 
cần điện áp đầu ra cao. Các bộ chuyển đổi cách ly khác, như 
là bộ chuyển đổi tăng áp kép kẹp linh động và bộ chuyển 
đổi tăng áp toàn cầu kẹp linh động [6, 7], có thể cho hiệu 
suất và điện áp cao. Hơn nữa, chi phí tăng vì cần nhiều linh 
kiện công suất và vì các cảm biến cách ly và bộ điều khiển 
hồi tiếp được yêu cầu. Để giảm chi phí và cải thiện hiệu 
suất cho hệ thống, giải pháp phù hợp là sử dụng bộ chuyển 
đổi DC/DC không cách ly [8, 9]. 
Bộ chuyển đổi tăng áp truyền thống được sử dụng rộng 
rãi trong các thiết bị cần điều chỉnh hệ số công suất do cấu 
trúc của nó đơn giản, như bộ nguồn máy tính (PSU), 
adaptor, để tạo một điện áp DC ổn định ở ngõ ra và duy 
trì dòng điện ngõ vào luôn đồng pha với tần số của điện áp 
 CÔNG NGHỆ 
 Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ● Số 51.2019 14
KHOA HỌC
ngõ vào. Bộ chuyển đổi tăng áp một pha truyền thống 
được thể hiện ở hình 1(a). Theo lý thuyết, điện áp thu có 
thể là vô cùng khi hệ số chu kỳ là 1. Tuy nhiên, thời gian tắt 
của khóa ngắn khi chu kỳ tăng dẫn đến dòng điện ngắn 
mạch qua khóa tăng. Hơn nữa, điện áp đặt lên khóa và 
diode bằng điện áp ra trong các ứng dụng cần điện áp ra 
cao. Chi phí cho thiết bị chuyển mạch với điện áp đặt cao 
cao hơn thiết bị chuyển mạch với điện áp đặt thấp. Tổn 
thất chuyển mạch và phục hồi ngược là đáng kể. 
Bộ chuyển đổi tăng áp ba bậc có thể thu được điện áp 
gấp đôi và có thể giảm một nửa điện áp đặt trên các khóa 
so với bộ chuyển đổi tăng áp hai bậc truyền thống, nó phù 
hợp hơn trong các ứng dụng điện áp vào thấp điện áp ra 
cao. Bộ chuyển đổi tăng áp ba bậc truyền thống được thể 
hiện ở hình 1(b). Điện áp đặt trên MOSFET (Metal Oxide 
Silicon Field Effect Transistor) thấp và hiệu suất cao với 
RDS_ON thấp có thể dùng để giảm chi phí mạch và tổn thất 
dẫn. Tuy nhiên, vấn đề điện áp phục hồi ngược ở dầu ra 
diode là nghiêm trọng. 
Điện áp ra của bộ chuyển đổi tăng áp ba bậc vẫn không 
đủ lớn cho các ứng dụng điện áp rất cao. Điện áp thu được 
có thể được mở rộng và độ gợn dòng điện có thể được 
giảm thêm nữa để đáp ứng nhu cầu điện áp cao bằng cách 
sử dụng cấu trúc ghép tầng. Hình 1(c) thể hiện bộ chuyển 
đổi tăng áp ghép tầng. Điện áp đặt ở giai đoạn đầu thấp và 
nó có thể vận hành với tần số chuyển mạch cao để cải thiện 
mật độ công suất. Giai đoạn hai có thể làm việc với tần số 
chuyển mạch thấp để giảm tổn thất chuyển mạch. Tuy 
nhiên, bộ chuyển đổi ghép tầng yêu cầu hai bộ thiết bị 
công suất, lõi từ, và mạch điều khiển, điều đó là phức tạp và 
tốn kém. Sự ổn định hệ thống của cấu trúc ghép tầng là 
vấn đề lớn khác và mạch điều khiển cần thiết kế cẩn thận. 
(a) 
(b) 
(c) 
Hình 1. Các cấu hình mạch tăng áp DC/DC phổ biến. 
Các cấu hình trên cho hệ số tăng áp khá lớn so với cấu 
hình tăng truyền thống. Tuy nhiên do có nhiều khóa 
chuyển mạch hoặc nhiều cuộn kháng nên việc điều khiển 
khá phức tạp, kích thước lớn và chi phí cao. 
Bên cạnh đó với sự phát triển của công nghệ nghịch lưu 
2 bậc chuẩn dần được thay bằng các nghịch lưu 3 bậc vì 
thế các bộ tăng áp DC/DC có điểm trung tính như cấu hình 
đề xuất là thực sự cần thiết. 
Bài báo này sẽ đề xuất một cấu hình tăng áp với hệ số 
tăng áp lớn, ít khóa chuyển mạch và ít cuộn kháng. 
2. CẤU HÌNH TĂNG ÁP ĐỀ XUẤT 
Cấu hình bộ tăng áp DC/DC được đề xuất như ở hình 2. 
Cấu hình này giải quyết các yêu cầu: hệ số tăng áp lớn, số 
khóa bán dẫn ít, tạo ra điện áp DC đối xứng qua điểm trung 
tính. Cấu hình tăng áp này hoạt động dựa trên hai giai 
đoạn đóng và mở khóa bán dẫn S. 
Giai đoạn 1 (hình 4a): khi khóa S mở, lúc này năng lượng 
trên nguồn và năng lượng trên cuộn kháng L sẽ được nạp 
qua các tu C1 và C3 thông qua các diode D1 và D3. Điện áp 
trên tụ được xác định theo biểu thức (1). 
Giai đoạn 2 (hình 4b): diễn ra khi khóa S đóng. Lúc đó 
năng lượng từ nguồn một chiều sẽ tích trữ vào cuộn kháng. 
Hình 2. Cấu trúc mạch tăng áp DC/DC đề xuất 
.C1 C3 in
ON
TV V V
T T
= =
 (1) 
Đồng thời trong giai đoạn này khóa S và diode D2 đóng 
nên điện áp từ tụ C3 sẽ nạp qua tụ C2. Điện áp trên tụ C2 có 
giá trị bằng điện áp trên tụ C3. Do đó: 
SCIENCE TECHNOLOGY 
Số 51.2019 ● Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 15
.C2 C3 in
ON
TV V V
T T
= =
 (2) 
Trong đó, TON là thời gian đóng khóa bán dẫn S được xác 
định thông qua kỹ thuật điều chế độ rộng xung PWM bằng 
cách so sánh điện áp điều khiển Ux với sóng mang là xung tam giác với tần số f, biên độ đỉnh - đỉnh là 1 (hình 3). 
Hình 3. Kỹ thuật PWM 
Do đó 
ONT D
T
= (3) 
Thay (3) vào (1) và (2) có thể xác định điện áp trên 2 tụ 
C1 và C2. 
.C1 in
1V V
1 D
=
 (4) 
.C2 in
1V V
1 D
=
 (5) 
Kết quả là có điện áp trên 2 tụ mắc nối tiếp C1 và C2 
bằng nhau và đối xứng. Do đó điện áp trên tải có giá trị: 
.0 C1 C2 C1 in
1V V V 2V 2V
1 D
= + = =
 (6) 
Và điểm trung tính chính là nơi nối C1 và C2 cũng chính 
là mass nguồn. Hệ số tăng áp 
B
2k
1 D
=
 (7) 
 (a) 
(b) 
Hình 4. Các giai đoạn hoạt động của cấu hình tăng áp đề xuất 
3. CƠ SỞ TÍNH TOÁN TỔN THẤT CÔNG SUẤT 
Tổn thất công suất trên các thành phần của bộ chuyển 
đổi tăng áp có thể chia thành: tổn thất dẫn, tổn thất động 
và tổn thất cố định [10]. Tổng tổn thất công suất được thể 
hiện theo công thức [11]: 
loss cond fixed tot swP = P P W .f+ + (8) 
Trong đó: Pcond, Pfixed lần lượt là tổn thất dẫn, tổn thất cố 
định. Wtot là tổng năng lượng của tổn thất động trong một 
chu kỳ chuyển mạch. Psw = Wtotfsw là giá trị trung bình của tổn 
thất công suất động, tỉ lệ thuận với tần số chuyển mạch fsw. 
Tổn thất dẫn phụ thuộc trực tiếp vào tải, ít phụ thuộc 
tần số chuyển mạch. Tổn thất cố định không phụ thuộc tần 
số chuyển mạch cũng như tải, bao gồm dòng điện cung 
cấp cho bộ điều khiển công suất và dòng rò trên MOSFET, 
diode và tụ điện, các tổn thất này thường ít hơn so với tổn 
thất dẫn và tổn thất động, nên có thể bỏ qua. 
Khóa bán dẫn là thành phần chính gây ra tổn thất động 
trong bộ chuyển đổi. Trong quá trình chuyển đổi, tổn thất 
công suất có thể xảy ra trên các khóa bán dẫn với giá trị lớn. 
Mặc dù thời gian chuyển mạch của khóa bán dẫn rất ngắn 
nhưng tổn thất trung bình là đáng kể. Tổn thất động rất ít 
phụ thuộc vào công suất tải, nó phụ thuộc trực tiếp vào tần 
số chuyển mạch. 
Hiệu suất của bộ chuyển đổi được tính theo công thức 
[12]: 
out in loss
in in
P P Pη .100% .100%
P P
= = (9) 
Trong đó, Pin, Pout - công suất vào và ra, Ploss - tổng tổn thất công suất của bộ chuyển đổi. 
3.1. Tổn thất dẫn 
Tổn thất dẫn chủ yếu là do điện trở nội của các linh kiện 
và sụt áp trên chúng. Trong một bộ tăng áp điển hình, điện 
trở nội và tụ điện ký sinh gây ra tổn thất dẫn và tổn thất 
chuyển mạch. 
Vin
L1
C3
C1
C2
D3
D2
D1
RLoad
S
Vin
L1
C3
C1
C2
D3
D2
D1
RLoad
S
 CÔNG NGHỆ 
 Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ● Số 51.2019 16
KHOA HỌC
Đầu tiên, cuộn cảm là một sợi dây được quấn quanh lõi 
ferit, cuộn cảm có điện trở nội. Theo định luật Ohm, tổn 
thất công suất trên cuộn cảm sẽ là: 
2
Lcond Lrms LP I .R= (10) 
Trong đó, RL - điện trở nội của cuộn cảm, ILrms - giá trị dòng điện hiệu dụng chạy qua cuộn cảm. 
Tụ điện cũng có một điện trở nối tiếp (ESR). Theo định 
luật Ohm: 
2
Ccond Crms CP I .R= (11) 
Trong đó, RC - điện trở nối tiếp với tụ điện, ICrms - giá trị dòng điện hiệu dụng chạy qua tụ điện. 
Khóa bán dẫn có điện trở lúc dẫn. Theo định luật Ohm 
thì tổn thất dẫn trên khóa sẽ là: 
2
trcond trrms trP I .R= (12) 
Trong đó, Rtr - điện trở lúc dẫn của khóa, Itrrms - giá trị dòng điện hiệu dụng chạy qua khóa. 
Cuối cùng, diode cũng có điện trở lúc dẫn như khóa bán 
dẫn. Trong (13), điện trở lúc dẫn gây ra tổn thất dẫn và 
trong (14), sụt áp dựa trên tổn thất dẫn được trình bày: 
2
Dcond Drms DP I .R= (13) 
Ddrop Dave DP I .V= (14) 
Trong đó, VD - sụt áp trên diode, RD - điện trở lúc dẫn của diode. 
Tóm lại, tổng tổn thất dẫn bao gồm [13]: 
Pcond = PLcond + PCcond + Ptrcond + PDcond + PDdrop (15) 
3.2. Tổn thất động 
Tổn thất cuối cùng và phức tạp nhất là tổn thất động 
gây ra bởi đặc tính chuyển mạch của bộ chuyển đổi. Những 
tổn thất này gây ra bởi MOSFET, diode và lõi ferrit của cuộn 
cảm. Vì tính chính xác và đơn giản, tổn thất lõi ferit (Pcore) 
dựa theo dữ liệu của nhà sản xuất. 
Tổn thất động chủ yếu gây ra bởi MOSFET và diode. Tổn 
thất cực cổng gây ra bởi tụ ngõ vào của MOSFET [14, 15]: 
2
iss iss cg swP C .V .f= (16) 
Trong đó, Ciss, Vcg, fsw lần lượt tụ điện ngõ vào, điện áp cực 
cổng và tần số chuyển mạch của MOSFET. 
Tụ ngõ ra của MOSFET cũng gây ra tổn thất động. 
2
oss oss tr swP 0,5C .V .f= (17) 
Trong đó: Coss, Vtr là tụ điện ngõ ra và điện áp ngõ ra/vào 
trong chế độ dòng điện liên tục/không liên tục. Vì nghiên 
cứu này chỉ bao gồm khoảng thời gian làm việc của chế độ 
dòng liên tục, các kết quả mô phỏng và thực nghiệm chỉ 
bao gồm các giá trị dòng điện liên tục. 
Trong quá trình chuyển mạch của các khóa bán dẫn 
không lý tưởng, điện áp và dòng điện tồn tại trên MOSFET 
trong một khoảng thời gian rất ngắn. Tuy nhiên, khi tần số 
chuyển mạch tăng, tổn thất công suất cũng tăng lên. Trong 
một nghiên cứu trước đây [16], một hằng số “k” (giữa 1/6 và 
1/2) đã được chứng minh để tính toán các tổn thất đó. 
Tsw r Lmax f Lmin 0 swP k.(t .I +t .I ).V .f= (18) 
Trong đó: tr là thời gian phía cạnh lên và tf là thời gian 
phía cạnh xuống của MOSFET lấy từ dữ liệu của nhà sản 
xuất. Ngoài ra ILmax, ILmin là các giá trị dòng điện nhỏ nhất và 
lớn nhất qua cuộn cảm. 
Cuối cùng, tổn thất chuyển mạch xảy ra trên MOSFET 
được tính theo công thức [12]: 
Dsw 0 rr Lmin r swP V .(t .I +Q ).f= (19) 
Trong đó: trr là thời gian phục hồi ngược và Qr là điện 
tích nạp phục hồi ngược trên diode. 
Tóm lại, tất cả các tổn thất động của bộ chuyển đổi tăng 
áp có thể được kết luận theo một phương trình: 
 Pdyn = Pcore + Piss + Poss + PTsw + PDsw (20) 
Xem xét tất cả các tổn thất ở trên, tổng tổn thất công 
suất của bộ chuyển đổi tăng áp có thể được tính bởi 
phương trình: 
total cond dynP P +P= (21) 
4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM 
Tác giả tiến hành mô phỏng và thực nghiệm giải thuật và 
cấu hình tăng áp DC/DC đề xuất với các thông số ở bảng 1. 
Bảng 1. Các thông số mô phỏng và thực nghiệm 
Thông số Tên/Giá trị 
Cuộn cảm L 0,16mH 
Tụ điện C1, C2, C3 470μF/250V 
Diode D1, D2, D3 MBR20200CT 
MOSFET S IRF250 
Điện áp ngõ vào 30V - 50V 
Tần số chuyển mạch 30 - 70 kHz 
Bộ xử lý Arduino Uno R3 
Máy đo Lecroy 
Hình 5. Mô hình thực nghiệm cấu hình tăng áp đề xuất 
Hình 6 trình bày dạng sóng điện áp ngõ ra của cấu hình 
tăng áp đề xuất. Với hệ số chu kỳ D = 0,5,Vin = 30V, R = 80Ω 
ở điều kiện lý tưởng không xét đến tổn thất năng lượng 
trong bộ chuyển đổi, giá điện áp ngõ ra mô phỏng là 
Vo = 120V thể hiện qua đường màu đỏ. Ở điều kiện có xét 
SCIENCE TECHNOLOGY 
Số 51.2019 ● Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ 17
đến tổn thất năng lượng thì giá trị điện áp ngõ ra mô 
phỏng là Vo = 105,65V thể hiện qua đường màu xanh 
dương. Giá trị điện áp ngõ ra thực nghiệm là Vo = 104,25V 
thể hiện qua đường màu hồng. 
Hình 6. Dạng sóng điện áp ngõ ra Vo của cấu hình tăng áp đề xuất 
 Hình 7. So sánh hiệu suất mô phỏng và thực nghiệm của cấu hình đề xuất 
theo tần số (f) 
Kết quả so sánh hiệu suất mô phỏng và thực nghiệm 
của cấu hình đề xuất với điện áp ngõ vào Vin = 50V, hệ số 
chu kỳ D = 0,5 được trình bày ở hình 7. Hiệu suất đo được ở 
các mức tải khác nhau dưới tần số chuyển mạch khác nhau. 
Hiệu suất thực nghiệm cao nhất của bộ chuyển đổi là 
89,13% ở tần số chuyển mạch f = 65kHz. 
Do đó, với tần số chuyển mạch f = 65kHz, điện áp ngõ 
vào Vin = 30V, hiệu suất mô phỏng và thực nghiệm đo được 
ở các mức tải khác nhau dưới các hệ số chu kỳ (D) khác 
nhau được thể hiện ở hình 8. Hiệu suất thực nghiệm cao 
nhất đo được là 88,57% ở hệ số chu kỳ D = 0,35. 
Nhìn chung, kết quả điện áp ngõ ra, hiệu suất giữa mô 
phỏng và thực nghiệm có sự chênh lệch là do tổn thất 
năng lượng trên các linh kiện, đặc biệt là điện trở nối tiếp tụ 
điện ESR (Equivalent Series Resistance) mà trên phần mềm 
mô phỏng không thể mô tả chính xác được. Hơn nữa, 
không có thiết bị hỗ trợ nên không thể xác định được chính 
xác điện trở nối tiếp tụ điện ESR. 
 CÔNG NGHỆ 
 Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ● Số 51.2019 18
KHOA HỌC
Hình 8. So sánh hiệu suất mô phỏng và thực nghiệm của cấu hình đề xuất 
theo hệ số chu kỳ (D) 
5. KẾT LUẬN 
Cấu hình mạch tăng áp đề xuất đã tạo ra được điện áp 
cao mong muốn, tạo được nguồn đối xứng phù hợp với các 
bộ nghịch ba bậc hình T, NPC (Neutral Point Clamped), có 
thể mở rộng dải điện áp ngõ ra bằng cách mắc thêm nhiều 
module - đó là các điểm nổi bật của cấu hình đề xuất. So với 
các cấu hình khác, cấu hình đề xuất chỉ sử dụng một khóa 
bán dẫn, điều đó dẫn đến việc điều khiển trở nên dễ dàng 
hơn, thu được điện áp cao và giảm được chi phí cũng như 
kích thước của hệ thống. Cuối cùng, kết quả mô phỏng và 
thực nghiệm chứng minh tính hiệu quả của cấu hình đề xuất. 
LỜI CẢM ƠN 
Nhóm tác giả xin cảm ơn Ban lãnh đạo Khoa Điện - Điện 
tử, Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM đã hỗ trợ sử 
dụng phòng thí nghiệm Năng lượng tái tạo và hệ thống 
điện C201 trong suốt thời gian thực hiện bài báo này. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1]. E. Figueres, G. Garcerá, J. Sandia, F. González-Espín, and J. C. Rubio, 
2009. “Sensitivity study of the dynamics of three-phase photovoltaic inverters with 
an LCL grid filter”. IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 56, no. 3, pp. 706–717. 
[2]. Q. Li and P. Wolfs, 2008. “A review of the single phase photovoltaic 
module integrated converter topologies with three different DC link configurations”. 
IEEE Trans. Power Electron., vol. 23, no. 3, pp. 1320–1333. 
[3]. V. V. R. Scarpa, S. Buso, and G. Spiazzi, 2009. “Low-complexity MPPT 
technique exploiting the PV module MPP locus characterization”. IEEE Trans. Ind. 
Electron., vol. 56, no. 5, pp. 1531–1538. 
[4]. T. Shimizu, O. Hashimoto, and G. Kimura, 2003. “A novel high-
performance utility-interactive photovoltaic inverter system”. IEEE Trans. Power 
Electron., vol. 18, no. 2, pp. 704–711. 
[5]. M. Forouzesh, Y. P. Siwakoti, S. A. Gorji, F. Blaabjerg, and B. Lehman, 
2017. “Step-Up DC-DC converters: A comprehensive review of voltage-boosting 
techniques, topologies, and applications”. IEEE Trans. Power Electron., vol. 32, no. 
12, pp. 9143–9178. 
[6]. J. M. Kwon and B. H. Kwon, 2009. “High step-up active-clamp converter 
with input-current doubler and output-voltage doubler for fuel cell power 
systems”. IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no. 1, pp. 108–115. 
[7]. P. Applications and D. North, 2004. “Novel High”, pp. 2141–2146. 
[8]. R.-J. Wai, W.-H. Wang, and C.-Y. Lin, 2008. “High-Performance Stand-
Alone Photovoltaic Generation System”. IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 55, no. 1, 
pp. 240–250. 
[9]. R.-J. Wai and W.-H. Wang, 2008. “Grid-Connected Photovoltaic 
Generation System”. IEEE Trans. Circuits Syst. I Regul. Pap., vol. 55, no. 3, pp. 
953–964. 
[10]. B. Arbetter, R. Erickson, and D. Maksimovic. “DC-DC converter design for 
battery-operated systems”. Proc. PESC ’95 - Power Electron. Spec. Conf., vol. 1, 
pp. 103–109. 
[11]. R. Erickson and D. Maksimovic, 1995. “High Efficiency DC-DC Converters 
for Battery- Operated Systems with Energy Management”. Worldw. Wirel. 
Commun. Annu. Rev. Telecommun., pp. 1–10. 
[12]. D. J. Fisher, Fundamentals of. 1992. 
[13]. Z. Ivanovic, B. Blanusa, and M. Knezic, 2011. “Power loss model for 
efficiency improvement of boost converter”. 2011 XXIII Int. Symp. Information, 
Commun. Autom. Technol., no. 1, pp. 1–6. 
[14]. M. Rodŕguez, A. Rodríguez, P. F. Miaja, D. G. Lamar, and J. S. Zúniga, 
2010. “An insight into the switching process of power MOSFETs: An improved 
analytical losses model”. IEEE Trans. Power Electron., vol. 25, no. 6, pp. 1626–
1640, 2010. 
[15]. W. Aloisi and G. Palumbo, 2005. “Efficiency model of boost dc-dc PWM 
converters”. Int. J. Circuit Theory Appl., vol. 33, no. 5, pp. 419–432, 2005. 
[16]. Wilson Allan Thomas Eberlee, 2008. “Mosfet current source gate drivers, 
switching loss modeling and frequency dithering control for MHZ switching 
frequency DC-DC converters”. Doctor of Philosophy thesis, Queen's University. 
AUTHORS INFORMATION 
Quach Thanh Hai1, Truong Viet Anh2, Le Hoang Phi2 
1Lab D406, Faculty of Electrical and Electronics Engineering, Ho Chi Minh City 
University of Technology and Education 
2Lab C201, Faculty of Electrical and Electronics Engineering, Ho Chi Minh City 
University of Technology and Education