Nghịch lưu ghép tầng cầu H với độ lợi điện áp cao

56 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 57 (04/2020) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
NGHỊCH LƯU GHÉP TẦNG CẦU H VỚI ĐỘ LỢI ĐIỆN ÁP CAO 
CASCADE H-BRIDGE INVERTER WITH HIGH VOLTAGE GAIN 
Lê Quang Tuấn1, Nguyễn Thanh Long2, Trần Vĩnh Thanh1, Đỗ Đức Trí 1 
1Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh, Việt Nam 
2Công ty điện lực An Giang, Việt Nam 
Ngày toà soạn nhận bài 10/12/2019, ngày phản biện đánh giá 13/12/2019, ngày chấp nhận đăng19/12/2019. 
TÓM TẮT 
Trong bài báo này, nghịch lưu một pha ghép tầng cầu H với độ lợi điện áp cao (CHB-
qSBI-HG) được trình bày. Cấu hình này được biết đến như một bộ chuyển đổi công suất một 
chặng mà nó hoạt động ở hai chế độ: chế độ ngắn mạch (ST) và chế độ không ngắn mạch 
(NST). Do đó, trạng thái ngắn mạch (hai khóa trên một nhánh cùng dẫn trong một thời gian) 
được khắc phục, vì thế chất lượng của điện áp và dòng điện ngõ ra được cải thiện. Ngoài ra, 
một phương pháp điều chế độ rộng xung (PWM) được cải tiến và kết hợp với cấu hình CHB-
qSBI-HG để đạt được sự vượt trội về độ lợi điện áp cũng như giảm điện áp trên các linh kiện 
công suất. Một mô hình mô phỏng được xây dựng để kiểm chứng nguyên lý hoạt động theo 
phân tích lý thuyết của CHB-qSBI-HG. 
Từ khóa: Nghịch lưu ghép tầng cầu H; Nghịch lưu tăng áp; nghịch lưu năm bậc; ngắn mạch; 
nghịch lưu tựa khóa chuyển mạch. 
ABSTRACT 
In this paper, a cascade H-bridge single phase inverter with high voltage gain (CHB-
qSBI-HG) is presented. This topology is known by single-stage power converter which 
operates with two modes: shoot through (ST) and non shoot through (NST). Thus, the state 
ST, two switches on the leg turn on at the same time, is addressed, so the quality of output 
voltage and current is improved. Furthermore, a pulse width modulation (PWM) method is 
modified and combine with CHB-qSBI-HG to achieve superior voltage gain as well as reduce 
the stress voltage on the power switches. A prototype was built to verify the operating 
principles through theoretical analysis of CHB-qSBI-HG. 
Keywords: Cascaded H-bridge inverter; boost inverter; five-level inverter, shoot-through 
state (ST); quasi-switch-boost inverter (qSBI). 
1. GIỚI THIỆU 
Ngày nay, nghịch lưu đa bậc đã được các 
nhà nghiên cứu trong và ngoài nước quan tâm 
bởi vì những ưu điểm vượt trội của chúng so 
với các bộ nghịch lưu hai bậc truyền thống 
[1]. Những ưu điểm của nghịch lưu đa bậc có 
thể kể đến như: hiệu suất cao, tổn thất chuyển 
mạch thấp, giảm điện áp đặt trên các linh kiện, 
cải thiện dạng sóng ngõ ra với độ méo dạng 
sóng hài (THD) thấp, kích thước của bộ lọc 
nhỏ và nhiễu điện từ (EMI) thấp [2]. Ba cấu 
hình điển hình thường được sử dụng của bộ 
nghịch lưu đa bậc truyền thống đó là: (1) cấu 
hình nghịch lưu diode kẹp (NPC), (2) cấu hình 
nghịch lưu dạng ghép tầng (cascade) cầu H 
(CHBI) và (3) cấu hình nghịch lưu tụ kẹp 
(FC). Trong những cấu hình này, CHBI thể 
hiện sự vượt trội so với các cấu hình khác bởi 
vì CHBI có thể dễ dàng nâng số bậc điện áp 
lên bằng cách ghép nối tiếp các Module cầu H 
với nhau. Với ưu điểm này, CHBI được lựa 
chọn sử dụng trong nhiều ứng dụng như: hệ 
thống nguồn dự phòng UPS, hệ thống nối 
lưới, điều khiển động cơ [3]-[4]. 
Cấu hình CHBI năm bậc truyền thống, 
mỗi Module nghịch lưu cầu H sử dụng một 
điện áp DC ngõ vào độc lập để điều chế điện 
áp ngõ ra. Điện áp ngõ ra của bộ CHBI là 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 57 (04/2020) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
57 
tổng điện áp ngõ ra mỗi Module của CHBI. 
Tuy nhiên, CHBI truyền thống chỉ hoạt động 
như một bộ giảm áp, giá trị đỉnh-đỉnh của 
điện áp ngõ ra AC bị giới hạn bởi tổng nguồn 
điện áp DC ngõ vào. Với mục tiêu mong 
muốn điện áp ngõ ra cao hơn điện áp DC ngõ 
vào, một bộ chuyển đổi DC-DC tăng áp được 
sử dụng trước bộ nghịch lưu. Tuy nhiên, hiệu 
suất của bộ chuyển đổi không cao và chi phí 
sản xuất bộ nghịch lưu tăng lên một cách 
đáng kể. Ngoài ra, một nhược điểm lớn của 
các cấu hình nghịch lưu truyền thống đó là 
hiện tượng trùng dẫn xảy ra khi các khóa trên 
cùng một nhánh đóng đồng thời, điều này 
dẫn đến ngắn mạch nguồn ngõ vào. Để hạn 
chế ảnh hưởng của hiện tượng trùng dẫn, bộ 
dead-time được sử dụng để ngăn hai khóa 
trên cùng một nhánh đóng đồng thời. Tuy 
nhiên, hiệu suất của bộ chuyển đổi cũng như 
chất lượng điện áp ngõ ra bị suy giảm. 
Nghịch lưu dùng nguồn Z với khả năng 
chuyển đổi công suất một chặng sẽ khắc 
phục những hạn chế của những bộ nghịch lưu 
truyền thống được giới thiệu trong [5]. Tính 
năng chính của mạng nguồn Z sử dụng trạng 
thái ngắn mạch để tăng điện áp ngõ vào cho 
mạch nghịch lưu khi các khóa trên cùng một 
nhánh dẫn đồng thời. Tuy nhiên, trong [6] chỉ 
ra những nhược điểm mạng nguồn Z cần phải 
cải tiến đó là dòng điện ngõ vào không liên 
tục trong trạng thái tăng áp và điện áp đặt 
trên tụ điện lớn. 
Cấu hình nghịch lưu tựa nguồn Z (qZSI) 
đã khắc phục những nhược điểm của mạng 
nguồn Z đó là: (1) dòng điện ngõ vào liên 
tục, (2) giảm điện áp đặt lên các linh kiện 
điện tử công suất và độ tin cậy của hệ thống 
được nâng cao [7]. Nghịch lưu cascade cầu H 
(CHB) tựa nguồn Z (qZSI) với chuyển đổi 
công suất một chặng được giới thiệu trong 
[8]. Trong cấu hình CHB-qZSI các xung 
ngắn mạch được chèn vào vector zero để 
tăng điện áp ngõ vào mạch nghịch lưu mà 
không gây bất kỳ thiệt hại nào cho hệ thống. 
Như kết quả, mỗi Module trong cấu hình 
CHB-qZSI tạo ra điện áp DC-link giống nhau 
bằng cách điều khiển chu kỳ xung ngắn 
mạch. Trong [8], một phương pháp điều 
khiển SPWM sử dụng trong mạng nguồn 
kháng qZSI để đáp ứng yêu cầu điều khiển 
động cơ trong hệ thống xe điện mà các 
phương pháp điều khiển nghịch lưu qZSI 
thông thường không thể đáp ứng. Khi nâng 
số bậc điện áp lên thì số Module mạng nguồn 
kháng qZSI bắt buộc phải tăng mà cấu hình 
mạng nguồn kháng qZSI gồm hai tụ điện và 
hai cuộn dây, việc này làm tăng kích thước, 
khối lượng và tổn thất công suất hệ thống. 
Để cải tiến về mặt kích thước, khối 
lượng và chi phí nhưng vẫn duy trì những ưu 
điểm của qZSI với chuyển đổi công suất một 
chặng, mạng nguồn kháng khóa chuyển mạch 
(qSBI) được giới thiệu trong [9]. So sánh về 
mặt cấu hình với ZS/qZSI, mạng nguồn 
kháng qSBI tiết kiệm hơn một cuộn dây và 
một tụ điện nhưng sử dụng nhiều hơn một 
khóa công suất và một Diode. So sánh giữa 
hai cấu hình qSBI và qZSI một pha được 
trình bày trong [10] cho thấy những ưu điểm 
vượt trội của qSBI so với qZSI là sử dụng ít 
hơn một cuộn dây với điện cảm lớn hơn và ít 
hơn một tụ điện với điện dung nhỏ hơn, dòng 
điện trong các diode và khóa công suất thấp, 
hiệu suất cao hơn. 
Trong bài báo [11] đã trình bày một cấu 
hình qSBI mới với những ưu điểm có thể kể 
đến như: (1) độ lợi điện áp cao, (2) dòng điện 
ngõ vào liên tục với độ gợn dòng điện trên 
cuộn dây tăng áp thấp, (3) giảm điện áp đặt 
trên các tụ điện, trên các khóa bán dẫn và 
diode bằng cách sử dụng thêm một cuộn dây 
và một tụ điện cho cấu hình nghịch lưu cầu H 
tựa khóa chuyển mạch qSBI một pha ba bậc. 
Tuy nhiên cấu hình nghịch lưu này chỉ hoạt 
động ở ba bậc nên chất lượng điện áp chưa 
cao. 
Trong bài báo này nhóm nghiên cứu 
trình bày một cấu hình cải tiến cho nghịch 
lưu 5 bậc ghép tầng cầu H độ lợi điện áp cao 
với mục tiêu tăng độ lợi điện áp, dòng điện 
ngõ vào liên tục, giảm điện áp đặt trên các 
linh kiện. 
2. CẤU HÌNH NGHỊCH LƯU GHÉP 
TẦNG CẦU H TỰA KHÓA CHUYỂN 
MẠCH 
Cấu trúc của mạch CHB-qSBI-HG gồm 
hai mạch nghịch lưu cầu H tựa khóa chuyển 
58 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 57 (04/2020) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
mạch (HB-qSBI) ghép nối tiếp với nhau là 
HB-qSBI trên (UHB-qSBI) và HB-qSBI 
dưới (LHB-qSBI) được biểu diễn như Hình 
1. Mỗi mạch có cấu tạo gồm một mạng trở 
kháng (qSB) đặt phía trước mạch cầu H 
(HB). Mạng qSB gồm có hai cuộn dây (L1a 
và L2a hoặc L1b và L2b), hai tụ điện (C1a và 
C2a hoặc C1b và C2b) hai diode (D1a, D2a hoặc 
D1b, D2b) và một khóa bán dẫn (S0a hoặc S0b). 
HB có cấu tạo gồm 4 khóa bán dẫn (S1a, S2a, 
S3a, S4a của UHB-qSBI) hoặc (S1b, S2b, S3b, 
S4b của LHB-qSBI) được biểu diễn ở Hình. 
1. Với cấu trúc này, mỗi HB có khả năng tạo 
ra 3 cấp điện áp ở ngõ ra: +VPN, 0, -VPN bằng 
cách kích đóng các khóa bán dẫn tương ứng 
được liệt kê như Bảng 1. Trong đó, VPN là 
điện áp ngõ ra của mạng qSB. Điện áp ngõ ra 
của CHB-qSBI-HG là tổng điện áp ngõ ra 
của hai mạch qSBI-HG. Do đó, ngõ ra của 
mạch nghịch lưu có 5 bậc điện áp là: +2VPN, 
+VPN, 0, -VPN, -2VPN. 
L1a
D2a
Vdc1
C1a
D1a
R 
load
S1a
S2a
S3a
S4aS0a
Cf
Lf
-
+V0a
-
+V0b
L2a
C2a
L1b
D2b
Vdc2
C1b
D1b
S1b
S2b
S3b
S4bS0b
L2b
C2b
VPN1
VPN2
Hình 1. Cấu trúc của bộ CHB-qSBI-HG 
(a)
C1a
C2a
VC2a
VC1a
D1a
S0a
VL1a
VL2a
iC1a
iL1a
Vdc1
iC2a
iL2a
L1a
L2a
D2a
(b)
C1a
C2a
VC2a
VC1a
D1a
S0a
VL1a
VL2a
iC1a
iL1a
Vdc1
iC2a
iL2a
L1a
L2a
D2a
VPNiPN
(c)
C1a
C2a
VC2a
VC1a
D1a
S0a
VL1a
VL2a
iC1a
iL1a
Vdc1
iC2a
iL2a
L1a
L2a
D2a
VPNiPN
Hình 2. Nguyên lý hoạt động của bộ CHB-
qSBI-HG 
Phương pháp PWM điều khiển mạch 
CHB-qSBI-HG sử dụng hai tín hiệu tham 
chiếu dạng sine (Vref_a và Vref_an) và hai tín 
hiệu sóng mang có tần số cao lệch pha nhau 
900 (Vcar1 và Vcar2) được biểu diễn ở Hình. 3. 
Tín hiệu tham chiếu có phương trình như 
sau: 
_
_
.sin( )
.sin( )
ref a
ref an
V m
V m


 (1) 
Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 
1), 𝜃 là góc pha 0 ≤ 𝜃 ≤ 2𝜋. 
Hai tín hiệu 𝑉𝑆𝑇 và −𝑉𝑆𝑇 được sử dụng 
để tạo xung kích ngắn mạch cho mạch HB và 
các khóa S0x của mạch qSB. 
vref
S0a
S1a
S2a
t
t
t
Shoot-through state
DT/2
S3a
S4a
S0b
t
t
= All switch of module A 
ON at the same time
= All switch of module B 
ON at the same time
t1t2 t3 t4 t5 t7 t8t0
1/3
T/3
4/3-vref t
vcar1
VST
1
t
-1
0
T
vref_anvref_a
-VST
vcar2
1
S1b
S2b
S3b
S4b
t
t
t
t
t
t6 t9 t10t11t12t13
 Hình 3. Kỹ thuật điều khiển PWM cải tiến 
của CHB-qSBI-HG 
Bảng 1. Trạng thái đóng-ngắt của qSBI-
HG (x = a, b) 
Trạng 
thái 
Khóa được 
kích đóng 
Diode 
dẫn 
Điện áp 
ngõ ra 
NST 1 
S0x, S1x, S4x 
D1x 
+VPN 
S0x, S2x, S4x 0 
S0x, S1x, S3x 0 
S0x, S2x, S3x -VPN 
NST 2 
S1x, S4x 
D1x, 
D2x 
+VPN 
S2x, S4x 0 
S1x, S3x 0 
S2x, S3x -VPN 
ST 
S1x, S2x, 
S3x, S4x, 
D2x 0 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 57 (04/2020) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
59 
Trạng thái đóng ngắt các khóa của HB-
5L-qSBI được biễu diễn trong Hình. 3. Trong 
đó xung kích cho khóa S12 và S14 là nghịch 
đảo của S11 và S13. Tương tự cho 4 khóa S21, 
S22, S23, S24. Trạng thái ngắn mạch được tạo 
ra bằng cách kích đóng tất cả các khóa của 
HB được biểu thị bằng ký hiệu và cho 
mạch UHB-qSBI và LHB-qSBI. 
2.1. Nguyên lý hoạt động 
Do hoạt động của hai mạch HB-qSBI là 
tương tự như nhau nên bài báo này chỉ phân 
tích nguyên lý hoạt động của mạch UHB-qSBI. 
Có hai trạng thái chuyển mạch chính 
trong suốt quá trình hoạt động của UHB-
qSBI đó là: chế độ không ngắn mạch (NST) 
và chế độ ngắn mạch (ST) được trình bày 
trong Hình 3. 
2.1.1 Trạng thái không ngắn mạch 
Trạng thái NST 1: (từ t2 đến t3, t4 đến t5, 
và t10 đến t11) khóa S0a được kích đóng được 
mô tả ở Hình 3(b). Diode D1a phân cực 
thuận, trong khi diode D2a phân cực ngược. 
Cuộn dây L1a và tụ C2a nạp năng lượng, trong 
khi cuộn dây L2a và tụ C1a xả. Điện áp trên 
cuộn dây L1a và L2a được xác định: 
1
1
2
2 2
l a
a i
l a
a C a
di
L V
dt
di
L V
dt
ìïï =ïïï
í
ïï = -ïïïî
 (2) 
Trạng thái NST 2: (t1 đến t2, t3 đến t4, t5 
đến t6, t7 đến t8, t9 đến t10, và t10 đến t11) khóa 
S0a ngắt như hình 3(b). Hai diode D1a và D2a 
phân cực thuận. Cuộn dây L1 và L2 xả năng 
lượng, trong khi đó tụ điện C1a và C2a nạp 
năng lượng. Điện áp trên cuộn dây L1a và L2a 
được xác định: 
1
1 1
2
2 2
l a
a i C a
l a
a C a
di
L V V
dt
di
L V
dt
ìïï = -ïïï
í
ïï = -ïïïî
 (3) 
2.1.2 Trạng thái ngắn mạch (t0 đến t1, t6 
đến t7, và t12 đến t13) 
Trong suốt trạng thái ST trong bộ nghịch 
lưu cầu H, các khóa S1a đến S4a cùng đóng 
được mô tả ở Hình 3(c). Cùng lúc đó khóa 
S0a được kích ngắt. Diode D2a phân cực 
thuận. Diode D1a phân cực ngược. Thời gian 
tồn tại của trạng thái này là DT. Trong 
khoảng thời gian này cuộn cảm L1a và L2a 
nạp năng lượng từ nguồn Vdc1 trong khi đó tụ 
điện C1a và C2a xả năng lượng. Điện áp qua 
cuộn dây L1a và L2a được xác định như sau: 
1
1 2
2
2 1
l a
a i C a
l a
a C a
di
L V V
dt
di
L V
dt
ìïï = +ïïï
í
ïï =ïïïî
 (4) 
2.2. Phân tích trạng thái ổn định 
Tổng thời gian tồn tại của trạng thái ST 
trong một chu kì sóng mang là DT. Tổng thời 
gian tồn tại của trạng thái NST 1 trong một 
chu kì sóng mang là 2DT. Khoảng thời gian 
còn lại của trạng thái NST 2 trong một chu kì 
sóng mang là (1-3D)T. Giả sử tụ điện C1a và 
C2a có giá trị đủ lớn để điện áp trên tụ điện có 
giá trị không đổi trong suốt quá trình hoạt 
động. Điện áp của tụ C1a và C2a trong trạng 
thái xác lập được xác định như sau: 
1 2
2 2
1
1 4 2
1 4 2
C a i
C a i
D
V V
D D
D
V V
D D
ì -ïï =ïï - +ï
í
ïï =ïï - +ïî
 (5) 
Quá trình nạp năng lượng của cuộn dây 
L1a và L2a trong trạng thái ST là lớn nhất. Do 
đó độ gợn sóng dòng điện của cuộn dây L1a 
và L2a được tính như sau: 
2
1
1
1
2
2
2
2
i VC a
L a
a
VC a
L a
a
V V DT
I
L
V DT
I
L
ì +ïï D = ´ïïï
í
ïï D = ´ïïïî
 (6) 
Biên độ đỉnh của sóng hài bậc một được 
tính dựa trên chỉ số điều chế m, hệ số ngắn 
mạch D và điện áp ngõ vào như sau (giả sử rằng 
2 module hoạt động với cùng một thông số): 
 1 2 2
1
2 2
1 4 2
O C a C a iV m V V m V
D D
 (7) 
Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 1), D 
là hệ số ngắn mạch (m + D ≤ 1). 
60 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 57 (04/2020) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
2 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG. 
Để kiểm chứng nguyên tắc hoạt động 
của cấu hình CHB-qSBI-HG như trong hình 
1. Mô phỏng và thực nghiệm được tiến hành 
dựa trên phần mềm PSIM với các thông số 
được đề cập trong bảng 2. 
Bảng 2 liệt kê các thông số kỹ thuật của 
mô phỏng và thực nghiệm cho cấu hình 
CHB-qSBI-HG. Để kiểm tra nguyên lý hoạt 
động của CHB-qSBI-HG như trong Hình. 1, 
phần mềm mô phỏng PSIM được sử dụng 
với điện áp ngõ vào Vdc1 = Vdc2 = 48 V. Điện 
áp ngõ ra của CHB-qSBI-HG có năm cấp; và 
điện áp tải là 220 Vrms. 
Bảng 2. Thông số mô phỏng cho CHB-qSBI-
HG. 
Thông số các thành phần Giá trị 
Điện áp ngõ vào Vdc 48 V 
Điện áp ngõ ra Vo 220 VRMS 
Tần số ngõ ra fo 50 Hz 
Tần số sóng mang fs 5 kHz 
Tỉ số ngắn mạch D 0.2116 
Tỉ số điều chế M 0.7884 
Điện cảm L1x = L2x 3mH 
Tụ điện C1x = C2x 2200F 
Mạch lọc LC Lf và Cf 3mH và 10uF 
Tải trở Rt 40 Ω 
Hình 4. Kết quả mô phỏng từ trên xuống 
dưới: dạng sóng dòng điện trên cuộn dây 
(IL1, IL2), điện áp trên thanh cái khi phóng 
lớn (VPN1, VPN2) và điện áp trên diode (VD2a 
và VD2b) cho CHB-5L-qSBI. 
Hình. 4, dạng sóng dòng điện của các 
cuộn dây tăng áp từ trên xuống dưới (IL1 và 
IL2) đạt được 12.6A và 7.27A, điện áp đỉnh 
trên thanh cái (VPN1 và VPN2) được xác định 
200V khi điện áp ngõ vào (module A) là 48V, 
hệ số ngắn mạch D=0.2116 và chỉ số điều 
chế M=0.7884. 
Hình. 5 nhìn từ trên xuống dưới điện áp 
ngõ ra (V0) có 5 bậc -400V, -200V, 0V, 200V 
và 400V, dòng điện hiệu dụng ngõ ra (IR) đo 
được 5.5A, điện áp trên các tụ (VC1a, VC1b, 
VC2a và VC2b) có giá trị 155V và 45V và điện 
áp trên thanh cái đạt 200V. 
Hình 5. Kết quả mô phỏng từ trên xuống 
dưới: dạng sóng điện áp pha ngõ ra (V0) và 
dòng điện ngõ ra (IR), điện áp trên tụ (VC1a, 
VC1b, VC2a và VC2b) và điện áp trên thanh cái. 
Hình 6. Kết quả mô phỏng FFT của dòng 
điện và điện áp ngõ ra (IR và VR). 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 57 (04/2020) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
61 
Hình. 6 từ trên xuống dưới, phổ hài của 
tín hiệu dòng điện và điện áp ngõ ra (IR và 
VR). Từ hình 6 có thể thấy rằng biên độ hài 
bậc một của dòng điện và điện áp ngõ ra là 
7.65A và 300V. Độ méo dạng dòng điện và 
điện áp ngõ ra (THDi và THDu) đạt được 
1.27%, 38.9% tại trị hiệu dụng dòng điện ngõ 
ra 5.5A và trị hiệu dụng điện áp ngõ ra 220V. 
Với kết quả THDi này đã thỏa mãn tiêu chí 
nhỏ hơn 5% của tiêu chuẩn IEC61000-4-30 
Edition 2 Class A. 
3 KẾT LUẬN 
Bài báo này đã trình bày một mạng nguồn 
kháng qSB được kết nối với nghịch lưu 
cascade cầu H 1 pha năm bậc. Bên cạnh các 
tính năng tăng, giảm áp (Buck-Boost), cấu 
hình này còn chịu đựng ngắn mạch và đa bậc. 
Nguyên lý hoạt động và kết quả mô 
phỏng cho cấu hình CHB-qSBI-HG đã được 
phân tích phù hợp với cơ sở lý thuyết. Cấu 
hình và giải thuật cho CHB-qSBI-HG phù 
hợp với các ứng dụng như: hệ thống PV, pin 
nhiên liệu và động cơ, hòa lưới, UPS. 
LỜI CẢM ƠN 
Bài báo này được thực hiện tại phòng thí 
nghiệm điện tử công suất nâng cao D405. 
DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT 
THD Total Harmonic Distortion 
qSBI Quasi Switch Boost Inverter 
CHB-FL Cascaded H-Bridge Five-Level 
CHB-qSBI-HG Cascaded H-Bridge quasi switch bosst inverter high gain 
qZS Quasi-Z-Source 
CHB Cascaded H-Bridge 
PWM Pulse Width Modulation 
IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor 
SPWM Sine Pulse Width Modulation 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Rodríguez, J., Lai, J. S., Peng, F. Z.: ‘Multilevel inverters: a survey of topologies, 
controls, and applications’, IEEE Trans. Ind. Electron., 2002, vol 49, no. 4, pp. 724–738. 
[2] Pereda, J., Dixon, J.: ‘Cascaded multilevel converters: optimal asymmetries and floating 
capacitor control’, IEEE Trans. Ind. Electron., 2013, vol 60, no. 11, pp. 4784–4793. 
[3] Mohammad Ahmad, Anil Kumar Jha, Sitaram Jana and, Kishore Kumar, “Simulation 
and Performance Analysis of a Grid Connected Multilevel Inverter Considering Either 
Battery or Solar PV as DC Input Sources”, 2017 3rd International Conference on 
Computational Intelligence & Communication Technology (CICT), Feb. 2017. 
[4] Ngô Văn Quang Bình, Nguyễn Văn Liễn, “Ứng dụng nghịch lưu áp đa mức trong hệ truyền 
động”, Tạp chí Khoa Học và Công Nghệ, đại học Đà Nẵng, số 1(36), xuất bản năm 2010. 
[5] A.Shanmuga priyaa, Dr.R.Seyezhai, Dr.B.L.Mathur, “Design and Implementation of 
Cascaded Z-Source Multilevel Inverter”, IEEE Industrial Electronics Magazine, vol. 10, 
no. 1, pp. 6 - 24 March 2016. 
[6] R. Miceli, G. Schettino, F. Viola, F. Blaabjerg, Y. Yang, “Modified Modulation 
Techniques for Quasi-Z-Source Cascaded H-Bridge Inverters”, IECON 2018 - 44th 
Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, 31 December 2018. 
62 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 57 (04/2020) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
[7] Katharina Beer and Bernhard Piepenbreier, " Properties and Advantages of the Quasi-Z-
Source Inverter for DC-AC Conversion for Electric Vehicle Applications", Emobility-
Electrical power, pp.l-6, 2010. 
[8] Dongsen Sun, Baoming Ge, Fang Zheng Peng, Abu Rub Haitham, Daqiang Bi, Yushan 
Liu,“A New Grid-Connected PV System Based on Cascaded H-bridge Quasi-Z Source 
Inverter”, 2012 IEEE International Symposium on Industrial Electronics, 12 July 2012. 
[9] Adda Ravindranath, Santanu K. Mishra, Avinash Joshi, “Analysis and PWM Control of 
Switched Boost Inverter”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 60, no. 12, 
pp. 5593 – 5602, November 2012. 
[10] M. K. Nguyen, Y. C. Lim and S. J. Park, “A comparison between singlephase quasi-Z-
source and quasi-switched boost inverters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 62, no. 10, 
pp. 6336 - 6344, Oct. 2015. 
[11] Minh-Khai Nguyen, Truong-Duy Duong, Young-Cheol Lim, Joon-Ho Choi, “High 
Voltage Gain Quasi-Switched Boost Inverters With Low Input Current Ripple”, IEEE 
Trans. Ind. Electron, Vol. 15, no, 9, pp. 4857 – 4866, Sept. 2019. 
Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: 
Đỗ Đức Trí 
Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. HCM 
Email: tridd@hcmute.edu.vn