Nâng cao chất lượng hệ thống OFDM bằng BICM-ID

5 
Abstract: In order to improve the performance of 
OFDM’s system, the most promising candidate to 4G 
Wireless Communication system, the article analyses the 
performance, designs and appraises the quality of the 
OFDM system with BICM-ID (Bit-Interleaved Coded 
Modulation With Iterative Decoding), demonstrates its 
excess effect, comparable to that of the others with 
conventional convolution code as HIPERLAN II model in 
the condition of multi-path propagation mixed with Gauss 
noise. 
Key words: OFDM-Orthogonal Frequency Division 
Multiplexing, AOFDM-Adaptive OFDM, BICM-ID -Bit 
Interleaved Coded Modulation with Iterative Decoding, 
MSEW-Maximum Squared Euclidean Weight 
I. ĐẶT VẤN ĐỀ 
Trong những năm gần đây, OFDM không ngừng 
được nghiên cứu và mở rộng phạm vi ứng dụng bởi 
những ưu điểm của nó trong tiết kiệm băng tần và khả 
năng chống lại pha đinh chọn lọc theo tần số cũng như 
xuyên nhiễu băng hẹp. Trong thực tiễn, với một trải 
trễ xác định, việc xây dựng một hệ thống OFDM ít 
phức tạp hơn so với một hệ thống đơn sóng mang 
dùng bộ san bằng [1]. 
Cùng với sự ra đời của các chíp FFT (Fast Fourier 
Transformers) có dung lượng lớn, gần đây OFDM đã 
được ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin 
thế hệ mới, tiêu biểu là hệ thống DVB-T (1995), 
chuẩn IEEE 802.11a, HIPERLAN II (1999), ITSI, 
MMAC chuẩn IEEE 802.11g (2003)... và là một ứng 
cử viên có triển vọng nhất cho thế hệ thông tin 4G [2]. 
Trong một số điều kiện cụ thể, có thể tăng dung 
lượng đáng kể cho hệ thống OFDM bằng cách làm 
thích nghi tốc độ dữ liệu trên mỗi sóng mang tuỳ theo 
SNR của sóng mang đó nhằm khai thác tối đa dung 
lượng của hệ thống OFDM trên các kênh pha đinh 
băng hẹp. Đến nay các nghiên cứu về OFDM thích 
nghi (AOFDM) được tiến hành theo các hướng: điều 
chế đa mức trên các băng con [2]; thay đổi thích nghi 
các tham số OFDM [1, 4]; thích nghi các mã RSSC, 
mã turbo cho OFDM [3]. Tuy nhiên, do quá trình 
thích nghi đa mức bị giới hạn bởi ngưỡng SNR mà tại 
đó các bộ giải mã vẫn làm việc tốt, vì vậy việc nghiên 
cứu thiết kế các bộ mã tốt thích hợp đối với hệ thống 
OFDM điều chế đa mức trong điều kiện pha đinh luôn 
là một công việc có ý nghĩa quan trọng. 
Sau mã Turbo, mã BICM-ID được đề xuất nghiên 
cứu từ những năm 1990 bởi nhóm nghiên cứu X.Li và 
Ritcey là bộ mã tốt cho truyền dẫn trên kênh đa đường 
[13] do thừa hưởng ưu điểm của các mã xoắn cơ sở, 
tăng ích xáo trộn bít, giải mã lặp và phương pháp ánh 
xạ tín hiệu điều chế. 
Bài báo này phân tích hoạt động, thiết kế và khảo 
sát chất lượng hệ thống OFDM sử dụng mã BICM-ID 
trên kênh pha đinh đa đường có chịu tác động đồng 
thời của tạp âm Gauss. Các nội dung tiếp theo được 
sắp xếp như sau: Mục II trình bày cơ sở lý thuyết về 
OFDM và BICM-ID. Mục III khảo sát chất lượng 
BER của hệ thống OFDM với bộ mã xoắn truyền 
thống trong điều kiện truyền dẫn pha đinh đa đường 
có tác động của tạp âm Gauss. Mục IV trình bày mô 
hình và kết quả khảo sát chất lượng BER hệ thống 
OFDM sử dụng mã BICM-ID được thiết kế. Mục V 
đưa ra các kết luận cho bài báo. 
Nâng cao chất lượng hệ thống OFDM 
bằng BICM-ID 
Improve the Performance of OFDM’s System by BICM-ID 
Đỗ Công Hùng, Đinh Thế Cường, Nguyễn Quốc Bình 
 6
II. CƠ SỞ LÝ THUYẾT VỀ OFDM & BICM-ID 
1. Cơ sở lý thuyết về OFDM 
Xét về bản chất, OFDM là một trường hợp đặc biệt 
của phương thức phát đa sóng mang theo nguyên lý 
chia dòng dữ liệu tốc độ cao thành các dòng dữ liệu 
tốc độ thấp hơn và phát đồng thời trên một số các 
sóng mang được phân bổ trực giao nhau. 
Phổ của tín hiệu OFDM được mô tả ở hình 1. 
Hình 1 cho thấy do tính trực giao, các sóng mang 
con không bị xuyên nhiễu bởi các sóng mang con 
khác. Với kỹ thuật đa sóng mang dựa trên FFT và 
IFFT, ghép kênh phân chia theo tần số đạt được hiệu 
quả không phải bằng việc lọc giải thông mà bằng việc 
xử lý băng gốc. 
Nhờ thực hiện biến đổi chuỗi dữ liệu từ nối tiếp 
sang song song nên thời gian symbol tăng lên. Do đó 
sự phân tán theo thời gian gây bởi trải trễ do truyền 
dẫn đa đường giảm. Mặt khác, do chu kỳ phòng vệ CP 
được chèn vào giữa các symbol OFDM nên xuyên 
nhiễu giữa các symbol (ISI) hầu như bị loại trừ hoàn 
toàn (hình 2). Trong khoảng phòng vệ, symbol OFDM 
được kéo dài theo chu kỳ để tránh xuyên nhiễu giữa 
các sóng mang (ICI) [1]. 
Trong hệ thống đơn sóng mang, pha đinh hoặc 
xuyên nhiễu đơn sẽ có tác động tới toàn bộ dữ liệu 
truyền trên kênh. Cũng trong điều kiện đó, do việc 
truyền dẫn được 
thực hiện trên 
nhiều sóng mang 
trực giao nhau 
nên chỉ một phần 
dữ liệu của hệ 
thống OFDM bị 
ảnh hưởng. Phần 
dữ liệu sai sẽ 
được sửa bằng 
các mã sửa lỗi 
thích hợp. Vì vậy 
chất lượng của hệ 
thống OFDM 
phụ thuộc rất 
nhiều vào khả năng chống nhiễu của các bộ mã sửa 
lỗi. Vì thế các bộ mã sử dụng cho hệ thống OFDM 
liên tục được nghiên cứu và cải tiến. Lý do để chúng 
tôi thiết kế và khảo sát bộ mã BICM-ID cho hệ thống 
OFDM là mong muốn kết hợp các ưu điểm của 
OFDM với đặc tính lỗi bít tốt của BICM-ID trong 
điều kiện kênh pha đinh có đồng thời tác động của tạp 
âm Gauss. 
2. Cơ sở lý thuyết BICM-ID 
Theo lý thuyết mã hoá, chất lượng của các mã khối 
có thể tăng lên nhờ việc tăng chiều dài từ mã. Với mã 
xoắn, chất lượng giải mã liên quan đến chiều dài của 
bộ mã. Việc tăng chiều dài ràng buộc có thể cải thiện 
BER đáng kể, nhưng giá phải trả là sự phức tạp của bộ 
giải mã hợp lẽ cực đại ML (Maximum-Likelihood) 
tăng theo hàm mũ [5]. 
Các mã Turbo được đề xuất gần đây đã giải quyết 
được vấn đề trên. Trong đó 2 hoặc nhiều bộ mã xoắn 
có độ dài bộ nhớ ngắn được liên kết song song hoặc 
nối tiếp. Nhờ xáo trộn ngẫu nhiên, hiệu quả sửa lỗi đạt 
được không chỉ nhờ ràng buộc trên các chuyển dịch 
lưới thành phần mà còn nhờ tác dụng của giải mã lặp. 
Do phương pháp giải mã dùng cho các mã liên kết 
khó thực hiện nên phương pháp giải mã lặp sử dụng 
xác suất hậu nghiệm cực đại MAP (Maximum A 
posteriori Probability) cho mỗi bộ giải mã riêng được 
Hình 1. Phổ của một sóng mang OFDM con và của tín hiệu OFDM 
Hình 2. Khoảng phòng vệ được chèn vào giữa các Symbol OFDM 
 7
sử dụng nhằm tiệm cận dung lượng kênh [7, 9]. Với 
các mã thành phần đơn giản, mã Turbo đạt được hiệu 
quả tốt như các bộ mã có chiều dài lớn. 
Một giải pháp đơn giản hơn là sử dụng giải mã lặp 
với mã hoá liên kết, xáo trộn từng bít kết hợp với các 
bộ điều chế bậc cao. Khác với mã Turbo, giải pháp 
này chỉ sử dụng 1 bộ mã hoá và giải mã. Do đó, độ 
phức tạp của máy thu giảm đáng kể. Nhìn thoáng qua, 
sơ đồ khối của nó không khác nhiều với TCM (Trellis 
Coded Modulation) có xáo trộn symbol truyền thống 
được đề suất bởi Ungerboeck [10]. Sơ đồ này được đề 
xuất bởi Zehavi nhằm cải thiện chất lượng của TCM 
trên các kênh pha đinh Rayleigh và được gọi là BICM 
[11]. Tuy nhiên giá phải trả là cự ly Euclid tự do FED 
(Free-squared Euclidean Distance) giảm, dẫn đến sự 
suy giảm chất lượng khi truyền qua các kênh Gauss 
không pha đinh [11,12]. 
X.Li và A.Chindapol đã chứng tỏ rằng BICM, 
phương pháp làm hiệu quả băng thông trên kênh pha 
đinh, có được kết quả tốt cả trên kênh Gauss và kênh 
pha đinh nhờ giải mã lặp ID. Bộ mã này được gọi là 
BICM-ID, nhằm tối đa hoá lợi ích của ID, với điểm 
mấu chốt là thay đổi ánh xạ Gray trong bộ tạo mã 
BICM của Zehavi [13]. 
a) Bộ mã BICM truyền thống 
Bộ tạo mã BICM truyền thống được mô tả tại hình 
3 bao gồm bộ mã hoá, bộ xáo trộn bit và bộ điều chế 
không nhớ. Bộ xáo trộn bít giả ngẫu nhiên có tác dụng 
hoán vị các bít nhị phân đầu ra của bộ mã hoá, thay 
cho các bộ xáo trộn symbol truyền thống. 
Hình 3. Sơ đồ bộ mã hoá và giải mã BICM 
Xét cụ thể cho bộ điều chế 8-PSK, nếu ký hiệu hai 
bít đầu vào của bộ mã hoá tại thời điểm t là [ ]21, ttt uuu = và 3 bít tương ứng đầu ra của nó (một 
symbol mã) là [ ]321 ,, tttt cccc = , trong đó itit cu , là các 
bit thứ i. 
Sau khi được xáo trộn, mỗi nhóm 3 bít nhị 
phân [ ]321 ,, tttt vvvv = đầu ra bộ xáo trộn được nhóm 
với nhau thành một nhóm và được ánh xạ tới 1 symbol 
trên kênh phức tx được chọn từ tập tín hiệu X bởi một 
phép gán nhãn µ . 
 ( ) χµ ∈= ttt xvx , (1) 
Với tập tín hiệu 8PSK ( )7,..,0,8/2 == le jl πχ . Với 
tách sóng tương quan (Coherent Detection), tín hiệu 
băng gốc rời rạc theo thời gian nhận được là: 
 ttstt zxEy += ρ (2) 
Trong đó tρ là hệ số pha đinh, Es là năng lượng 
symbol và tz là nhiễu AWGN phức có mật độ phổ 
đơn biên là 0N . Với kênh AWGN thì 1=tρ .Với 
kênh pha đinh Rayleigh không chọn lọc theo tần số 
thì tρ là phân bố Rayleigh với ( ) 12 =tE ρ . 
Ở đây, chúng ta giả sử rằng thông tin về kênh là 
hoàn hảo tức tρ được dự đoán một cách đầy đủ tại 
máy thu. 
b) Giải mã BICM truyền thống 
Do xáo trộn bít, giải mã BICM cần có giải mã từng 
chặng (joint) và giải mã xoắn, do đó nó quá phức tạp 
cho ứng dụng trong thực tế. Zehavi đã đề suất một 
phương pháp cận tối ưu sử dụng 2 bước tách biệt: Tạo 
metric bít và giải mã Viterbi [11]. Từ mỗi tín hiệu 
nhận được yt, sáu metric bít được tạo ra, sử dụng quy 
luật ML. Với 3 bít nhị phân và các symbol 8PSK: 
 ( ) ( )log log ( ),
i
b
i i
t t t t
x
v b P y v b P y x
χ
λ
∈
= = = ≈ ∑ (3) 
1, 2,3; 0,1i b= = 
Trong đó các tập con của tín 
hiệu [ ]( ){ }bvvvv iib == 321 ,,µχ . Ký hiệu ≈ biểu thị 
sự thay thế tương đương. Với 8PSK, kích thước của 
mỗi tập con 41 =bχ . Trong thực tế, phép tính tổng log 
trong (3) được tính bằng xấp xỉ 
 8
 iii
i aa logmaxlog ≈∑ (4) 
hay bằng tra bảng nếu cần chính xác hơn. Cuối 
cùng, ( )xytlog được thay bằng khoảng cách Euclid 
bình phương 2xy tt ρ− . 
c) Sự suy giảm chất lượng của BICM trên kênh 
Gauss 
Mặc dù BICM có chất lượng tốt trên các kênh pha 
đinh nhờ độ lợi của phân tập, một điều không ngờ của 
BICM là sự suy giảm chất lượng trên kênh Gauss do 
điều chế ngẫu nhiên gây ra bởi xáo trộn bít [13]. Nhờ 
xáo trộn bít và giải mã tựa tối ưu, symbol có thể tạo ra 
từ bất kỳ điểm tín hiệu nào trên trong vùng lân cận 
của constellation trên hình 4. Khoảng cách Euclid tự 
do FED (Free Euclidian Distance) của BICM được 
xác định là 20
2 ddd HE = [5, 9], với Hd là khoảng 
cách Hamming tự do của mỗi mã và 0d là khoảng 
cách Euclid nhỏ nhất giữa các điểm trong tập tín hiệu 
điều chế. Với điều chế 8 PSK, ( )8/sin20 πsEd = 
với SE là năng lượng của 1 symbol kênh. 
Nói chung, FED của BICM nhỏ hơn vài dB so với 
TCM tương ứng [11]. Do đó BICM truyền thống kém 
hiệu quả hơn so với TCM trên kênh Gauss. 
d) BICM-ID 
Việc xáo trộn bít liên kết các bít đã mã hoá ban đầu 
ở xa nhau về cùng symbol kênh. Với xáo trộn lý 
tưởng, các bít mã hoá tạo ra một symbol kênh độc lập, 
do đó sự phản hồi từ các vùng dữ liệu mạnh (ít bị ảnh 
hưởng của nhiễu kênh) có thể loại bỏ sự tranh chấp 
trong điều chế bậc cao và cải thiệnviệc giải mã tại các 
vùng dữ liệu yếu (bị ảnh hưởng lớn của nhiễu kênh). 
Với thông tin đầy đủ của 2 bít trong một symbol kênh 
có được nhờ giải mã hồi tiếp, điều chế 8PSK tiến tới 
điều chế nhị phân cho mỗi vị trí bít. Do đó khoảng 
cách giữa các điểm tín hiệu trên constellation tăng lên 
đáng kể. 
Tuy nhiên, nếu phản hồi chứa lỗi, chúng ta sẽ nhận 
được một constellation nhị phân sai. Do đó, điều quan 
trọng là cần giảm ảnh hưởng của các lỗi phản hồi và 
kiểm soát được việc truyền lỗi. Điều này phải được 
tính đến khi thiết kế hệ thống với việc phản hồi quyết 
định mềm và các bộ xáo trộn được thiết kế tốt. Mặc 
dù phức tạp hơn so với phản hồi quyết định cứng, 
nhưng phản hồi mềm là mấu chốt để nhận được các 
tăng ích vốn có BICM trong việc giảm truyền lỗi. 
Giải mã lặp sử dụng phản hồi mềm 
Thành công gần đây của các mã Turbo, được đề 
xuất bởi Hagenauer, đã chứng tỏ ưu điểm của giải mã 
lặp trong các sơ đồ liên kết. Giải mã lặp cho điều chế 
mã đa mức cũng đã được nghiên cứu bởi Seshadri và 
Sunderberg [15]. Woerz và Hagenauer đã sử dụng độ 
tin cậy của các kết quả giải mã để điều khiển phản hồi 
[14]. 
Như đã chỉ ra trên hình 3, máy thu sử dụng phương 
pháp lặp cận tối ưu thông qua tối ưu từng phần riêng 
biệt, chứ không tách rời giải điều chế với giải mã 
xoắn. Xác suất hậu nghiệm cho các bít mã hoá có thể 
tính bằng 
 ( ) ( ) ( ) ( )∑ ∑
∈ ∈
≈≈=
i
bt
i
btx x
tttttt
i
t xPxyPyxPybvP
χ χ
 (5) 
Ban đầu, giả sử xác suất tiên nghiệm ( )txP là như 
nhau đối với mọi tx . Sau đó, khối SISO (Soft-Input–
Soft-Output) được dùng để giải mã xoắn và tạo ra các 
xác suất bít hậu nghiệm cho các bít thông tin và các 
bít mã hoá. Theo Benedetto, ta ký hiệu xác suất tiên 
nghiệm là ( )IqP ; và xác suất hậu nghiệm là 
( )OqP ; của biến ngẫu nhiên q [9]. Ban đầu không có 
( )IuP it ; và nó cũng không được dùng trong toàn bộ 
quá trình giải mã. Thêm vào đó, ( )OuP it ; và ( )OcP it ; là thông tin ngoại lai (còn được gọi là thông 
tin ngoài hay thông tin thêm vào) [7,9]. 
Trong chặng thứ 2, ( )OcP it , cũng như ( )OvP it , 
được xáo trộn và phản hồi tới bộ giải mã. Giả sử ( )IvP t ;1 , ( )IvP t ;2 , ( )IvP t ;3 là độc lập (nhờ xáo trộn 
tốt) thì với mỗi χ∈tx ta có : 
 9
( ) ( ) ( ) ( )( )( )
( )( )
1 2 3
3
1
, ,
;
t t t t
j j
t t
j
P x P v x v x v x
P v v x I
µ
=
⎡ ⎤= ⎣ ⎦
= =∏ (6) 
Trong đó ( ) { }1,0∈tj xv là giá trị của bít thứ j của 
nhãn được gán cho . 
 Sử dụng (5) và (6), chúng ta có các xác suất bít hậu 
nghiệm ngoại lai cho giải điều chế ở chặng thứ 2 là: 
( ) ( )( )
( ) ( )
( )
( ) ( )( )
;
; ;
;
i
t b
i
t b
t t ti
xt ti
t i i
t t
j j
t t t t
j ix
P y x P x
P v b y
P v b O
P v b I P v b I
P y x P v v x I
χ
χ
∈
≠∈
⎛ ⎞⎜ ⎟⎜ ⎟= ⎝ ⎠= = == =
⎛ ⎞= =⎜ ⎟⎝ ⎠
∑
∑ ∏
 (7) 
với i=1,2,3; b=0,1 
Do đó, khi tính lại các metric bít cho một bít, chúng 
ta cần sử dụng các xác suất tiên nghiệm của các bít 
khác trong cùng 1 symbol kênh. Các metric bít được 
tạo ra sẽ được đưa vào bộ giải mã và lặp lại qúa trình 
giải điều chế và giải mã. Đầu ra giải mã cuối cùng là 
quyết định cứng dựa trên xác suất bít ngoại lai ( )OuP it ; , cũng là xác suất hậu nghiệm tổng vì ( )IuP it ; không được sử dụng. 
 Trong bộ giải mã này ta sử dụng thuật toán “log-
map” [9]. Tổng log trong công thức (5) được xấp xỉ 
bằng phép tính max nhờ tra bảng sẽ làm giảm đáng kể 
sự phức tạp của hệ thống. 
Gán nhãn tín hiệu (Signal Labeling) 
Điểm mấu chốt khi thiết kế là các phương pháp mã 
hoá khác nhau được làm tối ưu với các phép gán nhãn 
(hay các phương pháp ánh xạ) các tập tín hiệu khác 
nhau. Tập Gray, tập phân hoạch SP (Set-Partitioning) 
và bán phân hoạch SSP (Semi SP) là các ví dụ. Các sơ 
đồ ánh xạ trên với 8-PSK được mô tả ở hình 4. 
Vùng quyết định mỗi bit lấy giá trị 1 trong i1χ được 
biểu thị bằng các vùng tô mờ trong đường tròn đơn vị; 
các vùng không được tô mờ tương ứng với mỗi bit lấy 
giá trị 0 của i0χ . Ta thấy rằng tất cả các sơ đồ gán 
nhãn trên có cùng khoảng cách Euclid cực tiểu giữa 
các tập con của i1χ và i0χ nhưng khác nhau về số bít 
khác nhau giữa các điểm lân cận. Do đó, với BICM 
truyền thống, phép gán nhãn Gray được coi là tối ưu 
do số bít khác nhau của các điểm lân cận là nhỏ nhất 
(bằng 1) [11,12]. 
Hình 4. Các sơ đồ ánh xạ khác nhau 
Với thông tin đầy đủ từ các bít khác trong 1 
symbol, điều chế 8PSK được đưa về điều chế nhị 
phân từ 4 tập có thể có của điều chế nhị phân. Việc 
giải mã lặp của BICM không chỉ làm tăng khoảng 
cách Euclid giữa các tập con mà còn giảm số bít khác 
nhau của các điểm lân cận về 1. Điều này sẽ cải thiện 
chất lượng cho cả kênh AWGN và kênh pha đinh. 
Hình 4 cũng cho thấy sự tăng khoảng cách Euclid tối 
thiểu giữa các tập con đối với các phương pháp dán 
nhãn khác nhau. Lúc này, phép gán nhãn Gray không 
còn là sự lựa chọn hoàn hảo vì khoảng cách tối thiểu 
giữa các tập con không được tăng lên. 
Các mô phỏng tiếp theo sẽ minh hoạ cho hiệu quả 
của bộ mã BICM-ID sử dụng cho hệ thống OFDM . 
III. KHẢO SÁT HỆ THỐNG OFDM 
Không làm giảm tính tổng quát, ta tiến hành mô 
 10
phỏng một hệ thống OFDM dựa theo mô hình 
HIPERLAN II hiện thời. Mô hình cơ bản của hệ thống 
được mô tả tại hình 5. 
Trong mô hình trên, các khối chức năng được thiết 
kế từ các khối trong thư viện simulink của gói phần 
mềm mô phỏng MATLAB 7.0. Các các tham số trên 
mỗi băng con OFDM được chọn tương tự như chuẩn 
HIPERLAN-II: Số sóng mang dữ liệu trên mỗi băng 
con là 48, số sóng mang Pilot là 4, kích cỡ FFT là 64. 
Bộ mã cơ sở dùng cho BICM-ID cũng là mã xoắn (7, 
[133,171]). 
Trước hết, ta ghi lại hình ảnh Constellation của bộ 
tín hiệu 16-QAM để thấy rõ hơn tác động của pha 
đinh đa đường và tạp âm Gauss lên tập tín hiệu điều 
chế. Khi truyền tín hiệu 16QAM qua kênh Rice có hệ 
số k=4 và độ dịch tần Doppler D=40Hz (tương ứng 
với vận tốc chuyển động là 8,8Km/h nếu fc= 5GHz), 
đồng thời chịu tác động của tạp âm Gauss tại SNR=15 
dB, và SNR=10 dB, Constellation của bộ tín hiệu bị 
xoay pha và phân tán đến mức không thể nhận ra 
được (hình 6). (Trong mô hình kênh Rice, k được định 
nghĩa là tỷ lệ giữa công suất tia trội và công suất các 
tia phân tán). 
Hình 6. Constellation của bộ tín hiệu OFDM 16-QAM trên 
kênh pha đinh Rice với hệ số k=4 và độ dịch tần D=40Hz, 
đồng thời với tạp âm Gauss với SNR=15 dB (trên) và 
SNR=10dB (dưới). 
Hình 5. Sơ đồ khối hệ thống OFDM theo mô hình HIPERLAN II . 
 11
Kết quả BER của hệ thống OFDM-16 QAM khi 
truyền ở kênh pha đinh Rice với các hệ số k và độ 
dịch tần D khác nhau được chỉ ra trong hình 7. 
 Khi K=1000 thì kết quả khảo sát BER của Hệ 
thống OFDM trên khi truyền trên kênh Rice tiệm cận 
với kết quả BER khi truyền trên kênh Gauss (được mô 
tả bằng đường cong đánh dấu tròn trên hình 7 (a)). 
Các kết quả trên cho thấy hệ thống OFDM-16QAM 
sử dụng mã xoắn (7,[133,171]) chỉ có thể hoạt động 
tốt trên kênh Gauss hoặc kênh Rice có hệ số k > 100 
và tương đối tĩnh (D<40Hz). 
Kết quả BER của hệ thống OFDM 8PSK và 4 PSK 
được trình bày ở hình 8 (a) và 8 (b) 
Kết quả cho thấy hệ thống OFDM-8PSK nếu dùng 
bộ mã xoắn (7 [133,171]) chỉ có thể hoạt động tốt trên 
kênh Rice có k>32. Hệ thống OFDM 4-PSK có thể 
hoạt động tốt trên kênh Rice khi k>16 và tương đối 
tĩnh (D<40Hz) khi ta sử dụng mã xoắn thông thường. 
IV. KHẢO SÁT CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG 
OFDM BICM-ID 
Mô hình hệ thống OFDM-BICM-ID được mô tả tại 
hình 9. 
Kết quả BER của hệ thống OFDM-8PSK -BICM-
ID khi truyền ở kênh pha đinh Rice với các hệ số K 
khác nhau được trình bày trong hình10 (a). Đường 
0 5 10 15 20 25
10-7
10-6
10-5
10-4
10-3
10-2
10-1
100
S NR
B
E
R
K E T Q UA B E R HE THO NG O FDM HIP E RLA N II-16Q A M
k = 4
k = 16
k = 32
k = 100
k = 1000
G aus s
0 5 10 15 20 25
10-6
10-5
10-4
10-3
10-2
10-1
100
SNR
B
E
R
KET QUA BER HE THONG OFDM-HIPERLAN II 16QAM THEO DO DICH TAN
B
E
R
D=10 Hz
D=40
D=100
D=200
K =[100]
 a) b) 
Hình 7. Kết quả BER của hệ thống OFDM-16 QAM dùng mã (7,[133,171]) khi truyền ở kênh pha đinh Rice 
với các hệ số k khác nhau (a), các độ dịch tần khác nhau (b) 
0 2 4 6 8 10 12 14 16
10-7
10-6
10-5
10-4
10-3
10-2
10-1
100
SNR
B
E
R
KQ BER OFDM 8-PSK TREN KENH RICE VOI K KHAC NHAU
Gauss
K =4
K =16
K =32
K =100
K =1000
DL=40
0 5 1 0 1 5 2 0 25
1 0 -6
1 0 -5
1 0 -4
1 0 -3
1 0 -2
1 0 -1
1 0 0
S N R
B
E
R
K Q B E R H E TH O N G O F D M -H IP E R L A N 4 -P S K TR E N K E N H R IC E 
K = 4
K = 8
K = 1 6
K = 32
K = 1 00
G au s s
D = 40 H z
 a) b) 
Hình 8. Kết quả BER hệ thống OFDM sử dụng mã xoắn (7 [133,171]) 8PSK (a) và 4PSK (b) 
 12
đánh dấu tròn trên đồ thị biểu diễn kết quả BER khi 
dùng mã xoắn (7 [133,171]) thông thường để so sánh. 
Khi tăng số vòng lặp lên 5 ta có thể nhận được kết 
quả tỷ lệ lỗi bít tốt hơn (hình 10b). 
Khảo sát mang lại một kết quả hết sức thú vị rằng 
có thể sử dụng các bộ mã cơ sở đơn giản hơn mà vẫn 
đảm bảo được chỉ tiêu BER yêu cầu. Điều này được 
thể hiện trên kết quả mô phỏng được tiến hành khi sử 
dụng mã BICM-ID có mã cơ sở là mã (3 [5,7]) với 3 
lần lặp (Hình 11.a). 
Các kết quả khảo sát cũng cho thấy rằng bộ mã 
BICM-ID được thiết kế vẫn đảm bảo được chỉ tiêu về 
BER yêu cầu trong điều kiện di động. Điều này được 
thể hiện tại kết quả mô phỏng hình11 (b), khi độ dịch 
tần D =150 Hz 
V. KẾT LUẬN 
Dựa trên phân tích cơ sở lý thuyết của OFDM và 
mã BICM-ID, bài báo đã xây dựng được mô hình hệ 
thống OFDM BICM-ID, khảo sát tỉ lệ lỗi bít và chứng 
tỏ được chất lượng vượt trội đáng kể của nó so với mô 
hình hệ thống OFDM sử dụng mã xoắn như mô hình 
HIPERLAN II hiện thời khi truyền trong điều kiện 
pha đinh đa đường có đồng thời tác động của tạp âm 
Gauss. Với kết cấu đơn giản của bộ mã BICM-ID, mô 
hình được thiết kế trên hoàn toàn thích hợp cho các hệ 
thống thông tin di động. 
 Việc thay đổi các loại mã xoắn cơ sở, số vòng lặp 
cũng như các sơ đồ ánh xạ tín hiệu sẽ cho các kết quả 
khác nhau theo mong muốn, làm điều kiện tốt cho 
điều chế thích nghi OFDM theo SNR trên mỗi sóng 
mang hay trên băng con. Kết quả nghiên cứu hệ thống 
Adaptive OFDM-BICM-ID như vậy sẽ được trình bày 
trong nội dung các bài báo khác. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Nee, R. V., 1997 “OFDM for High Speed Wireless 
Networks,” IEEE P 802.11-97/123. 
[2] S.Hara, R.Prasad, 2003 ''Multicarier Techniques for 4G 
Mobile Communications''. Artech House, Boston, 
London, 2003 
[3] L. Hanzo, W. Webb, and T. Keller, ‘’Single-and Multi-
Carrier Quadrature Amplitude Modulation’’. New 
York: IEEE Press/Wiley, Apr. 2000. 
[4] Zhang Zhao-yang, Lai Li-feng,2003 “A novel OFDM 
transmission scheme with leng- adaptive Cyclic 
prefix’’Journal of Zhejiang University Science ISSN 
1009-3095. 
[5] A. J. Viterbi and J. K. Omura, “Principles of Digital 
Communication and Coding”. New York: McGraw-
Hill, 1979. 
[6] S. Benedetto and E. Biglieri, “Principles of Digital 
Transmission With Wireless Applications”. New York: 
Kluwer Academic, 1999. 
[7] C. Berrou, A. Glavieux, and P. Thitimajshima, “Near 
Shannon limit error-correcting coding and decoding: 
Turbo-codes ,” in Proc. ICC’93, May 1993, pp. 1064–
1070. 
[8] S. Benedetto, D. Divsalar, G. Montorsi, and F. Pollara, 
“Serial concatenation of interleaved codes: 
Performance analysis, design and iterative decoding,” 
IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 44, pp. 909–926, May 
1998. 
[9] “A soft-input soft-output APP module for iterative 
decoding of concatenated codes,” IEEE Commun. Lett., 
vol. 1, pp. 22–24, Jan. 1997. 
[10] G. Ungerboeck, “Channel coding with 
multilevel/phase signals,” IEEE Trans. Inform. Theory, 
vol. 28, pp. 56–67, Jan. 1982. 
[11] E. Zehavi, “8-PSK trellis codes for a Rayleigh fading 
channel,” IEEE Trans. Commun., vol. 40, pp. 873–883, 
May 1992. 
[12] G. Caire, G. Taricco, and E. Biglieri, “Bit-interleaved 
coded modulation,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 
44, pp. 927–946, May 1998. 
[13] X. Li and J. A. Ritcey, “Bit-interleaved coded 
modulation with iterative decoding,” IEEE Commun. 
Lett., vol. 1, pp. 169–171, Nov. 1997. 
[14] J. Hagenauer, “The Turbo principle: Tutorial 
introduction and state of the art,” in Proc. Int. Symp. 
Turbo Codes and Related Topics, Sept. 1997, pp. 1–11. 
[15] N. Seshadri and C.-E. W. Sundberg, “Multilevel trellis 
coded modulations for the Rayleigh fading channel,” 
IEEE Trans. Commun., vol. 41, pp. 1300–1310, Sep. 
1993. 
Ngày nhận bài: 24/04/2006. 
13 
SƠ LƯỢC TÁC GIẢ 
ĐỖ CÔNG HÙNG 
Sinh năm 1967 tại Hải 
phòng. 
 Tốt nghiệp Khoa Vô tuyến 
Điện tử, Học viện Kỹ thuật 
Quân sự năm 1988. Nhận 
bằng Thạc sỹ năm 2002. Hiện 
là giảng viên Khoa Vô tuyến 
Điện tử- Học viện Kỹ thuật 
Quân sự. 
Lĩnh vực nghiên cứu: Mô 
phỏng các hệ thống thông tin, thông tin trải phổ 
CDMA, kỹ thuật OFDM và AOFDM, mã BICM-ID. 
Email: Hungdc1@ yahoo.com 
ĐINH THẾ CƯỜNG 
Sinh ngày 20/10/1963 
Tốt nghiệp đại học năm 
1986 tại CHLB Nga, nhận 
bằng Thạc sĩ năm 1996, Tiến 
sĩ năm 1999 tại Nhật Bản. 
Được phong chức danh Phó 
Giáo sư năm 2004. 
Hiện là Trưởng Khoa Vô 
tuyến - Điện tử, Học viện Kỹ 
thuật Quân sự. 
Các lĩnh vực chuyên môn quan tâm: Lý thuyết 
thông tin, Lý thuyết mã hóa và ứng dụng. 
Email: dtcuong@fpt.vn 
NGUYỄN QUỐC BÌNH 
Sinh năm 1955 tại Hải 
Phòng 
Tốt nghiệp Học viện Kỹ 
thuật Quân sự, ngành Thông 
tin liên lạc năm 1978. Nhận 
học vị Ph.D. năm 1996 tại 
Viện Hàn lâm khoa học 
Hungary. Được phong Phó 
giáo sư năm 2002. 
Từ 1978 tới 1989 và từ 1996 đến nay là cán bộ 
giảng dạy khoa Vô tuyến điện tử, Học viện kỹ thuật 
quân sự. 
Hướng nghiên cứu chính: Các hệ thống vi ba số, 
các hệ thống thông tin di động, mô phỏng các hệ 
thống thông tin. 
 14
Hình 9. Mô hình hệ thống OFDM-BICM-ID 
0 2 4 6 8 10 12
10-6
10-5
10-4
10-3
10-2
10-1
100
SNR
B
E
R
KET QUA BER HE THONG OFDM-BICM-ID MA (7, [133,171]) LAP 3 
Ma xoan
BICM-ID k=4
BICM-ID, k=32
BICM-ID,k=100
D=40Hz
0 2 4 6 8 1 0 1 2
1 0 - 4
1 0 - 3
1 0 - 2
1 0 - 1
1 0 0
S N R
B
E
R
K E T Q U A B E R O F D M -B IC M -ID M A (7 [ 1 3 3 , 1 7 1 ] ) L A P 5
M a x o a n
k = 4
k = 8
k = 3 2
D = 4 0 H z
 (a) (b) 
Hình10. Kết quả BER hệ thống OFDM-8PSK-BICM-ID với mã cơ sở là mã xoắn (7 [133,171]) 
có số vòng lặp bằng 3 (a) và lặp 5 (b) 
0 2 4 6 8 1 0 1 2
1 0 -6
1 0 -5
1 0 -4
1 0 -3
1 0 -2
1 0 -1
1 0 0
S N R
B
E
R
K E T Q U A B E R O F D M -B IC M -ID M A (3 [5 ,7 ] ) L A P 3
M a x o a n
k = 4
k = 1 6
k = 3 2
k = 1 0 0
D = 4 0
0 2 4 6 8 10 12 14
10-5
10-4
10-3
10-2
10-1
100
KET QUA BER OFDM-BICM-ID MA (5,7]) LAP 5, D=150
Ma xoan
k=8
k=16
k=32
k=100
D=150Hz
 (a) (b) 
Hình 11. Kết quả BER của hệ thống OFDM-8PSK BICM-ID có mã cơ sở (3 [5,7]) khi D=40Hz (a) và khi D=150Hz (b) 
 15