Điều khiển động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc không cần cảm biến tốc độ trong cấu trúc có tách kênh trực tiếp theo nguyên lý thích nghi sử dụng mẫu chuẩn

 Tạp chí Khoa học Công nghệ Hàng hải Số 47 – 08/2016 7 
ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ ROTOR LỒNG SÓC KHÔNG CẦN 
CẢM BIẾN TỐC ĐỘ TRONG CẤU TRÚC CÓ TÁCH KÊNH TRỰC TIẾP THEO 
NGUYÊN LÝ THÍCH NGHI SỬ DỤNG MẪU CHUẨN 
SPEED SENSORLESS CONTROL OF INDUCTION MOTOR USING MODEL 
REFERENCE ADAPTIVE SYSTEM IN STRUCTURE WITH DIRECT –
DECOUPLING 
 PHẠM TÂM THÀNH; ĐINH ANH TUẤN 
 Khoa Điện-Điện tử, Trường ĐHHH Việt Nam 
Tóm tắt 
Bài báo giới thiệu một cấu trúc điều khiển tách kênh trực tiếp điều khiển tốc độ quay động 
cơ không đồng bộ rotor lồng sóc không sử dụng cảm biến tốc độ áp dụng nguyên lý thích 
nghi theo mô hình mẫu chuẩn (MRAS). Hệ thống điều khiển được xây dựng theo phương 
pháp tựa theo từ thông rotor với cấu trúc có tách kênh trực tiếp. Bộ ước lượng tốc độ 
MRAS sẽ ước lượng sẽ ước lượng tốc độ quay của động cơ, tốc độ ước lượng này sẽ 
được đưa vào khâu tính toán từ thông (mô hình từ thông: MHTT) để ước lượng từ thông 
cung cấp cho hệ thống điều khiển. Việc mô phỏng kiểm chứng được thực hiện trên nền 
phần mềm Matlab & Simulink. Kết quả mô phỏng cho thấy phương pháp cấu trúc điều 
khiển là khả thi. 
Từ khóa: Động cơ không đồng bộ, tách kênh trực tiếp, không cảm biến 
Abstract 
The paper presents a speed sensorless control structure for induction motors with 
squirrel-cage rotor using Model Reference Adaptive System (MRAS) algorithm. The 
control system is designed by using the method rotor flux orientation with direct 
decoupling structure. The observer based on MRAS is used to estimate rotor speed. 
Then Rotor Flux is estimated by the Flux Model to implement structural control. The 
validation is carried out by simulation with the software Matlab & Simulink. Simulation 
results are provided to illustrate the effectiveness of the proposed control structures, in 
terms of better performance. 
Key words: Induction Motor, direct-decoupling, sensorless 
1. Đặt vấn đề 
Hệ thống truyền động điện không sử dụng khâu đo tốc độ quay (cảm biến tốc độ) có thể làm 
giảm giá thành sản phẩm và tăng độ tin cậy của thiết bị. Có rất nhiều công trình nghiên cứu về 
điều khiển động cơ xoay chiều ba pha không sử dụng cảm biến tốc độ (sensorless). Theo phân 
loại của [10] có thể phân thành ba nhóm: Nhóm các phương pháp tựa theo từ thông stator. Nhóm 
các phương pháp tựa theo từ thông rotor. Nhóm các phương pháp tận dụng đặc điểm cấu tạo 
riêng của máy điện (tính không đối xứng, khe hở trên bề mặt stator và rotor..). Bài báo tập trung 
vào phương pháp MRAS trong nhóm thứ hai. Một số công trình thuộc nhóm thứ hai sử dụng thuật 
toán Kalman [20,21,22]. Trong đó một số công trình đã sử dụng thuật toán lọc Kalman kết hợp với 
cấu trúc tách kênh trực tiếp [2,7]. Về MRAS có rất nhiều công trình nghiên cứu về vấn đề này. Các 
công trình [1, 11-18,23] đưa ra cấu trúc điều khiển động cơ như hình 1. Trong cấu trúc này, các 
thành phần dòng isd và isq đã coi là không có sự tác động lẫn nhau, các bộ điều chỉnh dòng sử 
dụng các bộ điều chỉnh PI riêng biệt, sự xen kênh thực chất vẫn tồn tại trong thực tế, do vậy cấu 
trúc này chưa phát huy được ưu thế của nó, sự biến động về mô-men tải có thể gây ảnh hưởng 
sang thành phần dòng tạo từ thông isd. 
*
sdi
sje

3~Động cơ
KĐB-RLS
3
2
tu
tv
tw
usαusd
usq
isα isu
Risd
Risq ĐCVTKG
NL
MHTT isq
isd
uDC
*
sqi
sje
 
usβ
isv
isw
isβs
'
rd
s
R
R
*
*
rd
Ước 
lượng 
tốc độ
MRAS 
 Hình 1. Cấu trúc điều khiển tốc độ động cơ KĐB-RLS không 
cần đo tốc độ sử dụng MRAS với hai bộ điều chỉnh dòng riêng biệt 
 Tạp chí Khoa học Công nghệ Hàng hải Số 47 – 08/2016 8 
sje

3~Động cơ 
KĐB-RLS
3
2
tu
tv
tw
usαusd
usq
isα isu
ĐCVTKG
NL
isq
isd
uDC
sje
 
usβ
isv
isw
^
s
isβ
Rω
*
sdi
*
sqi
(-)
MHTT
*
RI
1
23
6
4
5
8
7
10
9
R
(-)
*
rd
^
'
rd
^
s
Ước 
lượng 
tốc độ
11
MRAS 
Hình 2. Cấu trúc điều khiển tốc độ động cơ KĐB-RLS 
không cần đo tốc độ sử dụng MRAS 
*
sdi
PHTT sje 
3~Động cơ
KĐB-RLS
3
2
tu
tv
tw
usαusd
usq
1w
2w
isα isu
Risd
Risq
Chuyển tọa 
độ trạng thái
ĐCVTKG
NL
MHTT isq
isd
uDC
*
sqi
sje
 
usβ
isv
isw
isβ
s
s
'
rd
s
R
R
*
*
rd
Ước 
lượng 
tốc độ
MRAS 
Hình 3. Cấu trúcđiều khiển tốc độ động cơ KĐB-RLS 
không cần đo tốc độ sử dụng MRAS trong cấu trúc tách kênh trực tiếp 
Và để hoàn thiện cấu trúc này [10] đưa ra cấu trúc điều khiển động cơ KĐB-RLS sử dụng 
MRAS như hình 2. Trong cấu trúc này bộ điều khiển vector dòng hai chiều đã được sử dụng, bộ 
điều chỉnh dòng này có khả năng khử tương tác giữa hai trục d và q, cấu trúc này cũng được tác 
giả kiểm chứng trong thực tiễn công nghiệp và đã phát huy ưu thế, cấu trúc điều khiển này là cấu 
trúc điều khiển tuyến tính. 
Từ các phân tích trên, bài báo đưa ra cấu trúc điều khiển sử dụng MRAS kết hợp với cấu 
trúc tách kênh trực tiếp như hình 3. Cấu trúc tách kênh trực tiếp ở đây thực chất là sử dụng 
phương pháp tuyến tính hóa chính xác để đưa mô hình phi tuyến cấu trúc của động cơ thành mô 
hình tuyến tính trong không gian trạng thái sử dụng khâu chuyển đổi hệ tọa độ, khâu chuyển hệ 
tọa độ trạng thái còn có khả năng khử tương tác thành phần dòng trục d và q, ta gọi đó là khâu 
tách kênh trực tiếp. So sánh với cấu trúc hình 2, ta thấy có sự khác biệt đó là : Bộ điều chỉnh dòng 
hai chiều được thay bởi khâu chuyển hệ tọa độ trạng thái và hai bộ điều chỉnh dòng Risd và Risq 
riêng biệt. 
2. Cấu trúc điều khiển không sử dụng cảm biến sử dụng nguyên lý thích nghi mẫu chuẩn 
kết hợp cấu trúc tách kênh trực tiếp 
2.1. Mô hình động cơ 
Theo [10] ta có mô hình dòng của động cơ kết hợp với phương trình góc quay của từ thông 
rotor ta có: 
 Tạp chí Khoa học Công nghệ Hàng hải Số 47 – 08/2016 9 
' '
' '
1 1 1 1 1
1 1 1 1 1
sd
sd s sq rd rq sd
s r r s
sq
s sd sq rd rq sq
s r r s
s
s
di
i i u
dt T T T L
di
i i u
dt T T T L
d
dt
 (1) 
Ta ký hiệu các tham số: 
1 1 1
; ; ;
s s r
a b c d b c
L T T
Chọn các biến trạng thái, đầu vào, đầu ra cho mô hình dòng điện (1) : 
'1
1 2 3 1
'2
1 3 2 2
3
3
rq
r rq
dx
dx x u au c
dt
dx
x u dx au cT
dt
dx
u
dt
 (2) 
Đưa hệ (2) về dạng thu gọn: 
1 1 2 2 3 3( ) ( ). ( )
( )
u u ux f x H x u f x h h h
y g x
 (3) 
Trong đó: 
'
1
'
2 1 2 3
2
1 2 3 1
1 1 1 2 2 2 3 3 3
( ) ; ( ) ( ) ( ) ( )
0
0
0 ; ;
0 0 1
( ) ; ( ) ; ( )
rd
r rd
dx c
dx cT
xa
a x
y g x x y g x x y g x x
f x H x h x h x h x
h h h
 (4) 
2.2. Thiết kế tách kênh trực tiếp 
Theo [3,4,5,6,10] đã chứng minh rằng mô hình phi tuyến (3) thỏa mãn đầy đủ các điều kiện 
thiết kế theo phương pháp tuyến tính hóa chính xác. Các bước thiết kế đã được trình bày ở các tài 
liệu về lý thuyết điều khiển [8,9]. Sau khi áp dụng các bước thiết kế điều khiển theo phương pháp 
TTHCX ta được kết quả bộ điều khiển PHTT: 
'
1 1 1 2 3
'
2 2 2 1 3
1
w w
1
w w
sd rd
sq r rd
u u dx c x
a
u u dx cT x
a
 (5) 
Công thức (5) chỉ bao gồm các phép toán đại số, thuận lợi cho việc cài đặt. Bộ điều khiển 
TTHCX không những đưa mô hình dòng điện phi tuyến về dạng tuyến tính mà còn tách kênh giữa 
trục d và trục q 
2.3. Thiết kế bộ ước lượng tốc độ theo nguyên lý MRAS 
Theo [10,13] ta có mô hình từ thông viết dưới dạng mô hình điện áp và mô hình dòng điện: 
 Tạp chí Khoa học Công nghệ Hàng hải Số 47 – 08/2016 10 
Mô hình điện áp: 
( ) 0
.
0 ( )
r s sr rr
r s sr rm
u iR s LL
s
u iR s LL
 (6) 
Mô hình dòng điện: 
( 1/
.
1/
r r sr m
r r sr r
iT L
s
iT T
 (7) 
Ta viết phương trình (6) viết cho mô hình có thể điều chỉnh và viết (7) cho mô hình mẫu. Sau 
đó trừ 2 phương trình cho nhau ta được phương trình sai số trạng thái sau: 
( 1/
. ( )
1/
rr rr
r rr r
r
T
s
T
 (8) 
Một cách tổng quát ta có: 
s A w (9)
Trong đó: 
r
r
;
1/
1/
r r
r r
T
A
T
;
r
r
w (10) 
Trong biểu thức (8), biến đầu vào chính là sai lệch giữa tốc độ thực và tốc độ ước lượng của 
rotor động cơ. Vì theo lý thuyết MRAS song song [19], thông thường, vectơ cột đầu vào của mô 
hình mẫu và vectơ trạng thái của hệ thống điều chỉnh được là những vector khác không nên đối 
với tất cả các đại lượng theo thời gian điều kiện sai số phải tiệm cận về không. Tức là trong cơ cấu 
thích nghi phải có một khâu tích phân. Mặt khác vì tốc độ ước lượng ở đầu ra của cơ cấu thích 
nghi là hàm của sai số nên luật thích nghi với tốc độ rotor phải là: 
2 1
0
t
dt (11) 
Từ các phương trình trên, cấu trúc của MRAS được biểu diễn dưới dạng hệ thống phản hồi 
phi tuyến như hình 4: 
1
s
A
D
v
w
Khối tuyến tính
r
r
1
s
1
2
Khối phản hồi phi tuyến
Hình 4. Cấu trúc MRAS theo hệ thống phản hồi phi tuyến 
 Tạp chí Khoa học Công nghệ Hàng hải Số 47 – 08/2016 11 
Như vậy, việc thiết kế bộ nhận dạng tốc độ rotor động cơ đưa về bài toán xác định D 
sao cho hàm truyền của khối tuyến tính bất biến là thực, dương và xác định các hàm 
1
, 
2
 sao cho bất đẳng thức tích phân của Popov được thoả mãn. 
Để xác định D đồng thời kiểm tra đáp ứng động của bộ nhận dạng tốc độ MRAS, đầu 
tiên ta phải chuyển phương trình xác định từ thông rotor về hệ toạ độ tựa từ thông, sau đó tuyến 
tính hoá quanh điểm làm việc để sử dụng các tín hiệu nhỏ. 
0 00 0rd rq rq rdrq rd rd rq
 (12) 
Từ các phương trình trên ta có hàm truyền của khối tuyến tính như sau: 
2
20
2 1 02
0 00 0
1/
( ).
( 1/ )
r
r
r r s
s T
G p
s T
 (13) 
Trong đó 
2 2 2
0 0 0rd rq
 và giả thiết rằng 00 rqrq và 00 rdrd . Từ biểu thức 
(13) ta thấy rằng với sai số đầu ra là  thì hàm truyền của khối tuyến tính là thực và dương, tức là 
thoả mãn điều kiện thứ nhất theo tiêu chuẩn của Popov. Do đó, để đơn giản chọn 1D . 
Sau khi điều kiện thứ nhất đã thoả mãn, thuật toán thích nghi có thể được xây dựng dựa 
trên cơ sở của bất đẳng thức tích phân Popov. 
Ta thấy rằng nếu các hàm 1 và 2 được chọn như dưới đây thì bất đẳng thức tích phân của 
Popov thoả mãn: 
1 2 2r r r rr r r r
K K (14) 
2 1 1r r r rr r r r
K K (15) 
Với K1, K2 là các hằng số. 
Ta thấy rằng cơ cấu thích nghi có dạng một khâu tỉ lệ - tích phân (PI). 
Trong thực tế, khi sử dụng bộ điều khiển PI thì vấn đề quan trọng nhất là phải lựa chọn 
được các thông số K1= Kp và K2=KI cho phù hợp với đối tượng điều khiển nhằm đạt được các chỉ 
tiêu chất lượng của quá trình quá độ. Để đơn giản, giả sử s = 0, ta có thể xác định KP và KI qua 
các thông số như hệ số tắt dần  và tần số góc tự nhiên c theo công thức sau: 
2
22
2 1/ /
/
P c r r
I c r
K T
K
 (16) 
Tuy nhiên trong thực tế, sự tổng hợp từ thông rotor dựa vào mô hình mẫu chuẫn là rất khó 
thực hiện, đặc biệt là ở vùng tốc độ thấp, do phép tích phân đơn thuần của các tín hiệu điện áp. 
Để khắc phục những nhược điểm như phải có điều kiện đầu hay hiện tượng trôi do phần tử tích 
phân này gây ra, có thể đặt các bộ lọc thông cao ở đầu ra hoặc vào của hai mô hình. 
2.4. Các bộ điều chỉnh vòng ngoài và mô hình từ thông 
Các bộ điều chỉnh dòng Risd, Risq, bộ điều chỉnh từ thông, bộ điều chỉnh tốc độ, mô hình từ 
thông được tính toán và tổng hợp chi tiết trong [10] 
 Tạp chí Khoa học Công nghệ Hàng hải Số 47 – 08/2016 12 
2.5. Cấu trúc mô phỏng và kết quả 
Cấu trúc điều khiển hình 3 có thể mô phỏng sử dụng phần mềm Matlab&Simulink như hình 5 
Động cơ mô phỏng là động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc có các thông số: Công suất 
định mức: PN=7,5kW, điện áp danh định: uN=340V, tần số danh định: fN=50Hz, tốc độ danh định: 
nN=3000 vòng/phút, dòng pha danh định: IN=19,2A, điện trở Stator: Rs= 2,52195Ω, điện trở Rotor: 
Rr=0,976292 Ω, điện cảm Stator: Ls=0,1825148H, điện cảm Rotor: Lr=0,1858366H, hỗ cảm giữa 
Stator và Rotor: Lm=0,1763H, mô-men quán tính J=0,117kGm2 
Flux Model
Omega, Psi'rd,
Isd, Isq
MRAS
e_q
usq
w 2
isq PI Controller
isd-isq
e_d
usd
w 1
isd PI Controller
dq
albe
dq -> albe
U_dc1
Te-isq
w 1
w 2
w 3
isd
isq
Psird'
w
U_dc
usdr
usqr
usd
usq
State Feeback Controller
e isq*r
Speed Controller
usd
usq
thetaS
U_dc
pulses
pulses1
usalpha
usbeta
Space Vector Modulation
PWM_Pulses
Omega*
Omega_ref 
Omega*&Omega
Omega
usbe
usal
isal
isbe
wr(est)
Flal
Flal_est
Flbe
Flbe_est
Load Torque
11/16
Flux, Isd
isd
isq
omega
omegaS
Psird'
thetaSu
thetaSi
e isd*r
Flux Controller
Omega Psird*
Field Weakening
Tm
PWM_Pulses
BC_Pulses
i_s
U_dc
omega
Te
Electric Circuits
Dong i_s
isu
isv
isw
thetaS
isd
isq
Hình 5. Cấu trúc mô phỏng động cơ KĐB-RLS sử dụng MRAS trong cấu trúc tách kênh trực tiếp 
Sau khi chạy mô phỏng ta được một số kết quả như sau: 
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
-500
0
500
1000
1500
2000
2500
3000
3500
time[s]
E
s
t 
S
p
e
e
d
&
S
p
e
e
d
[r
p
m
]
Est Speed
Speed
Hình 6. Tốc độ thực và tốc độ ước lượng của 
động cơ 
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
-10
0
10
20
30
40
50
60
i s
d
&
i s
q
[A
]
time[s]
i
sd
i
sq
Hình 7. Các thành phần dòng 
Từ kết quả ta thấy rằng, sai lệch tốc độ trong quá trình khởi động ban đầu còn lớn, sau thời 
gian quá độ, đáp ứng tốc độ ước lượng và tốc độ thực của động cơ gần như trùng nhau. 
3. Kết luận 
Bài báo giới thiệu cấu trúc kết hợp giữa thuật toán ước lượng tốc độ động cơ MRAS và cấu 
trúc tách kênh trực tiếp, các kết quả mô phỏng bước đầu cho thấy cấu trúc này hoàn toàn có thể 
triển khai ứng dụng. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha không 
dùng cảm biến tốc độ theo phương pháp thích nghi dùng mô hình chuẩn, Tạp chí Khoa học và 
Công nghệ các Trường Đại học Kỹ thuật, Số 84, tr. 12-17, 2011 
[2] Nguyễn Đình Hiếu, Nguyễn Phùng Quang, Điều khiển không cần cảm biến động cơ không 
đồng bộ sử dụng lọc Kalman trong cấu trúc có tách kênh trực tiếp, Tạp chí Khoa học & Công 
nghệ các Trường Đại học Kỹ thuật, Số 74, tr.24-29, 2009 
 Tạp chí Khoa học Công nghệ Hàng hải Số 47 – 08/2016 13 
[3] Dương Hoài Nam, Nguyễn Phùng Quang, Về triển vọng của phương pháp tuyến tính hóa chính 
xác để điều khiển động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc, Chuyên san “Kỹ thuật điều khiển tự 
động”- tạp chí Tự động hoá ngày nay, số 11, trang 10-15, 2004. 
[4] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Điều khiển động cơ không đồng bộ rotor lồng sóc 
dựa trên cấu trúc tách kênh trực tiếp, CD tuyển tập Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6, 
VCM-2012, tr.202-209, Hà Nội 
[5] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Cấu trúc điều khiển thời gian thực động cơ không 
đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp tuyến tính hóa chính xác, Hội nghị Điều khiển và 
Tự động hóa toàn quốc lần thứ 2, tr.247-254, Đà Nẵng, 
[6] Phạm Tâm Thành, Nguyễn Phùng Quang, Cấu trúc điều khiển thời gian thực động cơ không 
đồng bộ rotor lồng sóc sử dụng phương pháp tuyến tính hóa chính xác. Hội nghị Điều khiển và 
tự động hóa toàn quốc lần thứ 2, tr.247-254, Đà Nẵng, 2013 
[7] Tuan DA, Quang NP, Duc LM, A new and effective controller for Induction Motor drives using 
Direct-Decoupling Methodology based on exact linearization algorithm and adaptive 
backstepping teachnology, International conference Control Automation and Systems, 
Oct.2010, KINTEX, Gyeonggi-do, Korea,pp.1941-1945, 2010 
[8] Isidori A, Nonlinear Control Systems. 3rd Edition, Springer-Verlag, London Berlin Heidelberg, 
1995 
[9] Phuoc ND, Minh PX, Trung HT, Nonlinear control theory, Publishing House of Sicence and 
Technique, Hanoi (in Vietnamese), 2006 
[10] Nguyen Phung Quang, Joerg-Andreas Dittrich, Vector Control of Three-Phase AC-
Machines-System Develoment in the Practice, Springer Berlin Heideilberg, 2008 
[11] C.-M. Ta, T. Uchida, and Y. Hori, MRAS-based speed sensorless control for induction motor 
drives using instantaneous reactive power, IEEE Industrial Electronics Society Conference 
IECON, vol. 2, pp. 1417–1422, November/December 2001 
[12] C.Schauder, Adaptive Speed Identification for Vector Control of Induction Motors without 
Rotational Transducers, IEEE Trans. Ind. Applicat., vol.28, no.5, pp. 1054 – 1061, 1992 
[13] H. Tajima, Y. Hori, Speed sensorless field-orientation control of the induction machine IEEE 
Trans. Ind. Applicat., vol.29, no.1 Jan./Fed.1993, pp.175-180 
[14] Joachim Holtz, Sensorless Control of Induction Motor Drives, Proceedings of the IEEE, vol. 
90, no. 8, pp. 1359–1394, 2002. 
[15] Kubuta H., Matsue K., Nakano T, DSP-based Speed Adaptive Flux Observer of Induction 
Motor. IEEE Trans. on IA, Vol.29, No.2, March/April 1993,pp.344-348 
[16] Kubuta H.,Matsue K., Nakano T, Speed sensorless Field-Orientated Control of Induction 
Motor with Rotor Resistance Adaptation, IEEE Trans. on IE, Vol.30, No.5, September/October 
1994,pp. 1219-1224 
[17] Li Zhen, Longya Xu, Sensorless Field Orientation Control of Induction Machines Based on a 
Mutual MRAS Scheme, IEEE Trans. Ind. Applicat,1998 
[18] Shiu- Yung Lin, Hwa Wu, Ying- Yu Tzou, Sensorless Control of Induction Motors with On-
line Rotor Time Constant Adaptation, IEEE Trans.Ind.Application, pp.1593-1598 
[19] Y.P. Landau, Adaptive Control: The Model Reference Aproach , Macrel Dekker, New York, 
1979 
[20] K.L.Shi, T.F.Chan, Y.K.Wong, S.L.Ho, Speed estimation of an Induction motor drive using an 
optimized extended Kalman filter, IEEE Trans. On IE, Vol. 49, No. 1, February 2002 
[21] Salomon Chavez Velaquez, Ruben Alejos Palomares, Alfredo Nava Segura, Speed 
estimation for an Induction motor using the extended Kalman Filter, IEEE Computer Society 
CONIELECOM, 2004. 
[22] Kanungo Barada Mohanty, Amit Patra, Flux and speed estimation in decoupled induction 
motor drive using Kalman Filter, Proc. of 29th National System Conference (NSC), IIT Mumbai, 
Dec. 2005, pp. 1-9. 
[23] Maiti S.,Chakraborty C., Hori Y., Ta M.C., Model Reference Adaptive Controller-Based 
Rotor Resistance and Speed Estimation Techniques for Vector Controlled Induction Motor Drive 
Utilizing Reactive Power, IEEE Transactions on Industrial Electronics,Volume: 55, Issue: 2, 
2008 
Ngày nhận bài: 27/6/2016 
Ngày phản biện: 11/8/2016 
Ngày chỉnh sửa: 15/8/2016 
Ngày duyệt đăng: 19/8/2016