Điều khiển bám cộng hưởng trong hệ thống sạc động không dây cho xe điện

TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 21 1 
ĐIỀU KHIỂN BÁM CỘNG HƯỞNG TRONG HỆ THỐNG SẠC ĐỘNG KHÔNG DÂY 
CHO XE ĐIỆN 
RESONANT TRACKING CONTROL IN THE DYNAMIC WIRELESS CHARGING 
SYSTEM FOR ELECTRIC VEHICLES 
Nguyễn Thị Điệp1,2, Nguyễn Kiên Trung1, Trần Trọng Minh1 
1Trường Đại học Bách Khoa Hà Nội, 2Trường Đại học Điện Lực 
Ngày nhận bài: 07/10/2019, Ngày chấp nhận đăng: 25/12/2019, Phản biện: TS. Nguyễn Đức Tuyên 
Tóm tắt: 
Bài báo đề xuất phương pháp điều khiển bám cộng hưởng nhằm nâng cao hiệu suất của bộ nghịch 
lưu tần số cao trong hệ thống sạc động không dây cho xe điện. Mạch bù LCC được thiết kế nhằm tối 
đa hiệu suất truyền và tạo điều kiện chuyển mạch mềm cho van MOSFET của nghịch lưu. Trong điều 
kiện làm việc thực tế, thông số của hệ thống có thể bị thay đổi làm mất điều kiện làm việc cộng 
hưởng đã thiết kế, thuật toán điều khiển bám cộng hưởng được thực hiện nhằm nâng cao hiệu suất 
của hệ thống. Một hệ thống sạc động công suất 1,5 kW được xây dựng trong phòng thí nghiệm xác 
minh tính khả thi của phương pháp điều khiển đề xuất. Hiệu suất của bộ nghịch lưu đạt được trên 
95% khi thông số cuộn dây và mạch bù phía truyền thay đổi trong phạm vi ±7,5%. 
Từ khóa: 
Điều khiển bám cộng hưởng, sạc động không dây, xe điện. 
Abstract: 
This paper proposes a resonant tracking control method which is to improve inverter efficiency in the 
dynamic wireless charging systems for electric vehicles. LCC compensation circuit is designed to 
maximize transfer efficiency and guarantee soft switching for the MOSFET inverter. In hard working 
conditions, the system parameters can be changed which lose the designed resonance working 
condition. The resonant tracking control algorithm is implemented to improve system efficiency. A 
1,5 kW dynamic charging prototype is constructed. The inverter’s efficiency reaches over 95% when 
the primary side circuit parameters vary within ±7,5%. 
Keywords: 
Resonant tracking control, dynamic wireless charging, electric vehicle. 
1. GIỚI THIỆU CHUNG 
Trong thập kỷ qua, xe điện được quan 
tâm, phát triển cho ngành giao thông. Các 
thiết bị lưu trữ năng lượng cho xe vẫn có 
mật độ lưu trữ năng lượng thấp, chi phí và 
kích thước lớn, tuổi thọ giới hạn. Đây 
cũng là các thách thức chính đối với việc 
phát triển hệ thống xe điện. Dựa trên công 
nghệ truyền năng lượng điện không dây 
WPT (wireless power transfer) hệ thống 
sạc động không dây cho xe điện là một 
giải pháp thay thế cho nguồn năng lượng 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
2 Số 21 
hạn chế trên xe [1]. Hệ thống này cho 
phép xe điện vừa đi vừa sạc, do đó không 
những mở rộng phạm vi lái xe mà còn 
giúp giảm đáng kể kích thước và trọng 
lượng của acquy [2]. Tuy nhiên, hiệu suất 
của hệ thống này thấp [3], [4]. Hiện nay, 
các phương pháp cải thiện hiệu suất của 
hệ thống được đặc biệt quan tâm. 
Hình 1. Cấu trúc hệ thống sạc động không dây 
cho xe điện 
Hình 1 mô tả cấu trúc cơ bản của một hệ 
thống sạc động không dây cho xe điện, 
bao gồm bộ AC/DC phía sơ cấp, bộ 
nghịch lưu tần số cao, cuộn dây và mạch 
bù, bộ AC/DC phía thứ cấp, acquy. Hiệu 
suất của toàn hệ thống bằng tích hiệu suất 
của từng phần trong hệ thống, vì vậy để 
hiệu suất của hệ thống cao cần phải tối ưu 
hiệu suất của từng phần trong hệ thống. 
Theo tiêu chuẩn SAE J2954, hiệu suất của 
cả hệ thống cần đạt trên 85%, do đó hiệu 
suất của bộ nghịch lưu cần phải lớn hơn 
hoặc bằng 95%. Đối với bộ nghịch lưu tần 
số cao, để đạt được hiệu suất cao cần 
giảm tổn thất chuyển mạch - đạt được 
điều kiện chuyển mạch mềm ZVS (zero 
voltage switching) cho van. Thông 
thường, trong hệ thống WPT mạch bù 
được thiết kế để đạt điều kiện chuyển 
mạch mềm cho van [5], [6], [7]. Tuy 
nhiên, trong quá trình làm việc thông số 
của các phần tử thụ động như cuộn dây, 
mạch bù có thể bị thay đổi, làm hệ thống 
mất cộng hưởng. Điều này làm cho điều 
kiện chuyển mạch mềm cho van thay đổi, 
hiệu suất của bộ nghịch lưu tần số cao 
giảm. Để nâng cao hiệu suất của bộ 
nghịch lưu và giảm công suất của thiết bị, 
bài báo đề xuất phương pháp điều khiển 
bám cộng hưởng. 
Để điều khiển bám cộng hưởng, các thông 
tin về dòng điện/điện áp đầu ra của nghịch 
lưu cần được biết. Trong hệ thống WPT 
[8], sử dụng phương pháp điều khiển tần 
số dựa trên việc đo cả điện áp/ dòng điện 
đầu ra của nghịch lưu để phát hiện góc 
pha và cần bổ sung mạch để hoạt động ở 
điều kiện chuyển mạch mềm ZPA (Zero 
Phase Angle) hoặc ZVS. Trong hệ thống 
sạc tĩnh, áp đầu ra của nghịch lưu dạng 
hình chữ nhật và dòng gần sin nên hệ số 
PF (Power Factor) của hệ thống thấp, [9] 
đưa ra giải pháp chỉ cần đo dòng điện đầu 
ra của nghịch lưu để điều khiển theo dõi 
ZPA nhằm tăng hệ số công suất tăng hiệu 
suất nghịch lưu trong hệ thống có các 
thông số cố định. 
Trong bài báo đề xuất phương pháp điều 
khiển bám cộng hưởng để nâng cao hiệu 
suất trong hệ thống sạc động không dây 
cho xe điện. Đầu tiên, mạch bù LCC hai 
phía được thiết kế tại điểm tối ưu hiệu 
suất truyền và đạt điều kiện chuyển mạch 
mềm cho van. Sau đó, thuật toán điều 
khiển bám cộng hưởng được thực hiện, sử 
dụng phương pháp chỉ đo dòng như trong 
[9], hiệu suất của hệ thống được nâng cao 
khi thông số hệ thống thay đổi trong phạm 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 21 3 
vi ±7,5%. 
Một hệ thống sạc động công suất 1,5 kW 
đã được xây dựng trong phòng thí nghiệm 
xác minh phương pháp điều khiển đề 
xuất. Trong bài báo này, phần 2 trình bày 
cơ sở lý thuyết, phần 3 đưa ra các kết quả 
mô phỏng và thực nghiệm, các kết luận 
được đưa ra trong phần 4. 
Hình 2. Cấu trúc hệ thống thiết kế 
2. CƠ SỞ THIẾT KẾ, ĐIỀU KHIỂN HỆ 
THỐNG 
2.1. Cấu trúc hệ thống 
Hệ thống sạc động không dây cho xe điện 
bao gồm hai phía, phía truyền và nhận 
như trên hình 2. Phía truyền, gồm có 
nhiều môđun truyền, mỗi môđun truyền 
gồm ba cuộn dây được nối với mạch bù 
LCC, nối song song với các cuộn dây 
khác và được cung cấp điện bởi một bộ 
nghịch lưu. Phía truyền được thiết kế 
kiểu môđun, các môđun được điều khiển 
bật/tắt theo vị trí của xe để tăng hiệu suất 
hệ thống, giảm nhiễu điện từ. Ngoài ra, có 
thể dễ dàng mở rộng đường truyền mà 
không cần thay đổi thiết kế và điều khiển 
hệ thống. Điện áp vào một chiều được 
biến đổi thành điện áp xoay chiều tần số 
cao bằng bộ nghịch lưu và được truyền tới 
phía nhận thông qua mạch từ. Ở phía 
nhận, điện áp xoay chiều được biến đổi 
thành điện áp một chiều cấp cho tải 
acquy. Cuộn dây nhận Lr được đặt ở dưới 
gầm xe, các cuộn dây truyền L1, L2, L3 
được gắn dưới lòng đường tạo thành làn 
đường sạc. Làn đường bao gồm các cuộn 
dây của các môđun truyền đặt cạnh nhau 
gọi là làn đường sạc động. Bộ điều khiển 
bám cộng hưởng nhận thông tin về 
dòng điện đầu ra của nghịch lưu và xuất 
tín hiệu điều khiển đóng/cắt các van 
MOSFET. 
2.2 Thiết kế mạch bù LCC 
Trong hệ thống sạc không dây, các cuộn 
dây truyền nhận kết nối lỏng lẻo, điện 
cảm hỗ cảm nhỏ, điện cảm rò lớn. Mạch 
bù phía truyền được thiết kế nhằm giảm 
công suất của các thiết bị, tạo điều kiện 
chuyển mạch mềm cho van. Mạch bù phía 
nhận được thiết kế nhằm tối đa hiệu suất 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
4 Số 21 
truyền. Mạch bù LCC đã được chỉ ra với 
nhiều ưu điểm như tần số cộng hưởng 
không phụ thuộc vào hệ số kết nối và điều 
kiện tải, hiệu suất cao cả khi tải nặng và 
tải nhẹ, tạo điều kiện chuyển mạch mềm 
ZVS cho van [5], [6], [7]. Trong bài báo 
đề xuất thiết kế mạch bù LCC cho cả hai 
phía truyền và nhận ở điểm tối ưu hiệu 
suất truyền. 
Hình 3. Mạch cộng hưởng tương đương 
Khi bỏ qua tổn thất của các phần tử trên 
mạch, mạch bù và mạch điện tử công suất 
như trên hình 2. Phương pháp xấp xỉ sóng 
hài cơ bản được sử dụng để phân tích 
nguyên lý cộng hưởng. Điện áp đầu ra của 
nghịch lưu UAB và điện áp vào của chỉnh 
lưu Uab gần đúng coi là hình sin, khi bỏ 
qua các nội trở của các phần tử sơ đồ 
mạch tương đương được đưa ra trên hình 
3. Nguyên lý xếp chồng được sử dụng để 
phân tích mạch cộng hưởng, theo [10]. 
Trong thiết kế này, tần số cộng hưởng 
được thiết kế ở tần số danh định bằng 
85kHz theo tiêu chuẩn SAE J2954. Tần 
số cộng hưởng là tần số chuyển mạch 
f0 = fsw. Ở phía truyền và phía nhận hình 
thành các mạch cộng hưởng như trên hình 
3, quan hệ của các tham số mạch bù phía 
nhận: 
2
1
fr
fr
C
L
 (1) 
2
1
r
r fr
C
L L
 (2) 
Các cuộn dây truyền L1, L2, L3 được thiết 
kế giống hệt nhau, do đó điện cảm tự cảm 
và hỗ cảm thỏa mãn biểu thức sau: 
1 2 3
ik ( , 1,2,3, )ki
L L L
M M i k i k
 (3) 
Các cuộn dây truyền đặt sát nhau nên có 
hiện tượng tự kết nối điện từ với nhau. 
Kết nối điện từ giữa các cuộn dây truyền 
với nhau được thể hiện bằng nguồn áp 
phụ thuộc dòng: 
3
ik
1,
Mi Lk
k k i
U j M I
  (4) 
Quan hệ của các tham số mạch bù phía 
truyền: 
2
1
fi
fi
C
L
 (5) 
2
1
( )
i
i fi i
C
L L M
 (6) 
1 2 3
1 2 3
f f f fi f
f f f fi f
L L L L L
C C C C C
 (7) 
Trong đó: ω là tần số góc cộng hưởng, 
ω = 2πfsw, i là chỉ số của các tham số phía 
truyền, i = 1,2,3. 
Lr Cr
Cfr
Lfr
I2
I3
ILr Ir
UAB
jωM1rIL1
jωM2rIL2
jωM3rIL3
IAB
Rr
RL
Lf1
Cf1
C1 L1
I1
IL1
jωM1rILr
UM1
R1
Lf2
Cf2
C2 L2 IL2
jωM2rILr
UM2
R2
Lf3
Cf3
C3
L3 IL3
jωM3rILr
UM3
R3
Hình 4. Mạch thay thế khi có tính đến nội trở 
cuộn dây truyền nhận 
Khi nội trở các cuộn dây truyền nhận 
được xem xét như trên hình 4. Với Ri 
(i = 1,2,3), Rr tương ứng là điện trở của 
các cuộn dây truyền L1, L2, L3 và cuộn 
dây nhận Lr. RL là trở kháng tương đương 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 21 5 
nhìn từ đầu vào của chỉnh lưu phía nhận. 
Trong hệ thống WPT, acquy thường được 
nối với cuộn dây thông qua chỉnh lưu 
cầu điôt. Acquy có thể được thay thế bằng 
điện trở tương đương Rb = Ub/Ib và RL = 
8Rb/π
2
, do đó giá trị của RL phụ thuộc vào 
trạng thái sạc của acquy. Công suất ra trên 
tải tương đương: 
2
out r LP I R (8) 
Phân tích mạch hình 4 và theo các điều 
kiện cộng hưởng từ (1) - (4), công suất ra 
tải được tính: 
1 2
2 2
r r AB ab r
out ab
f fr fr
k L L U U R
P U
L L L 
 (9) 
Hiệu suất truyền ở tần số cộng hưởng 
được tính như sau: 
2
2 2 2 2 2
1 1 2 2 3 3
L r
L r r Lr L L L
R I
R I R I R I R I R I
 
2 22
2
2 2 2 2 2
33 6 1
. 1
L
frr i rr
L L
fr r i r r i r r r i r
R
Lk Q QR
R R
L k Q Q k Q Q R k Q Q


Từ biểu thức trên thấy rằng, hiệu suất 
truyền phụ thuộc vào hệ số kết nối giữa 
các bộ truyền và bộ nhận kr, tần số làm 
việc, hệ số phẩm chất của cuộn dây truyền 
Qi = ωLi/Ri và nhận Qr = ωLr/Rr, điện 
cảm bù phía nhận Lfr và trở kháng tải 
tương đương RL. Nếu thông số của hệ 
thống được xác định thì hiệu suất truyền 
là hàm với biến số RL. Từ điều kiện: 
2
2
0; 0
L LR R
  
 
 (10) 
Từ (10) rút ra được: 
2
ax 2
23 3
r i r
m
r i r
k Q Q
k Q Q
 
(11) 
2 2
. 2
3
3
fr
L opt
r r i r
L
R
R k Q Q

 (12) 
Từ (11), (12) thấy rằng, hiệu suất truyền 
của hệ thống đạt giá trị lớn nhất 
axm ở giá 
trị tải tối ưu RL.opt. Công thức (11) còn 
dùng để đánh giá, ước lượng các thông số 
của hệ thống để đạt hiệu suất hiệu suất 
truyền mong muốn. Nếu hệ số phẩm chất 
Qi = 419 và Qr = 458, hệ kết nối kr = 0,14 
thì 
axm = 94,6%. 
Một hệ thống sạc động với công suất 
1,5 kW, tần số làm việc 85 kHz được thiết 
kế. Thông số mạch bù được thiết kế thỏa 
mãn các điều kiện cộng hưởng từ (1), (2), 
(5), (6), thỏa mãn công suất yêu cầu (9) 
và điều kiện tải tối ưu để hiệu suất truyền 
tối đa (12). Các thông số của hệ thống và 
các thông số mạch bù LCC được thiết kế 
như trên bảng 1. 
Bảng 1. Thông số hệ thống và mạch bù 
Thông số Giá trị Thông số Giá trị 
P0 1,5 kW Li 102 μH 
fsw 85 kHz Ri 0,13 Ω 
UDC 310 V Lr 120 μH 
Ub 400 V Rr 0,14 Ω 
M1 11.93 µH M3 12,47 µH 
M2 20.90 µH kr 0,14 
Lfi 52,6 uH C3 95 nF 
Cfi 66,5 nF Lfr 28,9 μH 
C1 93,7 nF Cfr 120,9 nF 
C2 123,2 nF Cr 38,5 nF 
2.3. Phân tích thuật toán điều khiển 
bám cộng hưởng 
Mạch bù LCC đã thiết kế tạo ra điều kiện 
chuyển mạch mềm ZVS cho van. Tuy 
nhiên, vì dạng sóng của điện áp đầu ra của 
nghịch lưu là sóng vuông nên hệ số PF 
của uAB và iAB nhỏ. Ngoài ra, trong quá 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
6 Số 21 
trình làm việc thông số của hệ thống có 
thể thay đổi, làm mất điều kiện cộng 
hưởng. 
Hình 5. Điểm đo dòng điện của thuật toán điều 
khiển bám cộng hưởng 

ắt đầu
Đo dòng IAB
IAB.avg
IAB.avg> IH IAB.avg<IL
 iảm fsw Tăng fsw Duy trì fsw
IAB.avg< IZCS
Sạc xong
Dừng hệ thống 
 ết thúc
Đ
S S
Đ
S
Đ
Đ
S
Đ
S

ắt đầu bám 
cộng hưởng
fsw > 81.38kHz fsw < 90 kHz
Đ Đ
S S
fsw = 81.38kHz fsw = 90 kHz
Hình 6. Lưu đồ thuật toán phương pháp 
điều khiển bám cộng hưởng 
Để tăng hiệu suất của bộ nghịch lưu tần 
số cao cần giảm tổn thất chuyển mạch 
trên van, điều kiện chuyển mạch mềm cần 
đạt được. Với mục đích đó điều khiển 
bám cộng hưởng được đề xuất. Thuật toán 
điều khiển chỉ cần đo dòng IAB, sau đó 
điều chỉnh tần số làm việc sao cho tần số 
chuyển mạch gần với tần số cộng hưởng 
nhất mà vẫn đảm bảo điều kiện chuyển 
mạch mềm ZVS. 
Hình 5 minh họa điểm đo dòng điện của 
phương pháp điều khiển đề xuất. Trên 
hình 6 là lưu đồ thuật toán điều khiển bám 
cộng hưởng. Thuật toán được bắt đầu 
bằng đo dòng điện iAB ở mỗi chu kỳ ngắt 
của bộ điều khiển PWM và điểm cảm 
biến được thiết lập t1 là thời điểm kết thúc 
thời gian chuyển mạch tdead (dead time). 
Nếu đo dòng điện IAB ở mỗi chu kỳ điều 
khiển, thời gian đáp ứng của bộ điều 
khiển sẽ nhanh hơn nhưng độ chính xác 
thấp hơn khi cảm biến xảy ra lỗi do nhiễu 
bên ngoài. Do đó, bài báo sử dụng 
phương pháp trung bình trượt để đo dòng 
điện, IAB.avg được lấy bằng trung bình 
cộng của IAB trong tám chu kỳ gần nhất. 
Mạch bù LCC với đặc tính trở kháng có 
tính chất dung khi f > f0 và có tính chất 
cảm khi f < f0. Tần số chuyển mạch được 
xác định bằng cách so sánh IAB.avg với IAB.L 
và IAB.H. Lý tưởng IAB.H phải bằng 0 và 
IAB.L gần bằng 0 để hoạt động ở tần số 
cộng hưởng. Tuy nhiên, khi tần số chuyển 
mạch được quyết định bởi sóng mang của 
bộ điều khiển số, tần số chuyển mạch 
không thể điều khiển tuyến tính theo 
giá trị sóng mang. Do đó, giá trị của IAB.L 
và IAB.H cần phải được giới hạn để 
tránh chuyển mạch cứng cho van. Để 
tránh chuyển mạch ZCS (Zero Current 
Switching), giá trị của IZCS được đặt, nếu 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 21 7 
IAB.avg > IZCS hệ thống sẽ dừng lại. 
Khi xem xét các vấn đề trên, các giá trị 
được xác định: IH = 0,5 A; IL = 5 A; 
IZCS = 2 A, tdead = 200 ns. Ngoài ra, vùng 
tần số điều khiển được giới hạn theo tiêu 
chuẩn SAE J2954, tần số làm việc danh 
định là 85 kHz, dải tần số cho phép từ 
81,38 đến 90 kHz cho các hệ thống xe 
điện hạng nhẹ. 
Hình 7. Đặc tính trở kháng vào 
3. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC 
NGHIỆM 
3.1. Kết quả mô phỏng 
Để xác minh phương pháp điều khiển đề 
xuất, với các thông số của hệ thống được 
thiết kế như trên bảng 1, hệ thống được 
mô phỏng bằng phần mềm PSIM và 
LTspice. Các hệ thống bậc cao có nhiều 
tần số cộng hưởng ngoài tần số thiết kế, 
nên đặc tính trở kháng đầu vào cần được 
phân tích. Hình 7 đưa ra đặc tính trở 
kháng đầu vào của hệ thống khi xe di 
chuyển thẳng hướng ở các vị trí khác 
nhau và tải tương đương được giữ ở giá 
trị tải tối ưu. ết quả cho thấy, các đặc 
tính này gần như chồng lên nhau, có một 
điểm tần số cộng hưởng cố định bằng tần 
số thiết kế là 85 kHz. Đặc tính hình 7 
cũng chỉ ra vùng tần số đạt điều kiện 
chuyển mạch ZVS cho van MOSFET của 
hệ thống là từ 34 kHz đến 89 kHz. 
Hình 8. Đặc tính công suất và hiệu suất truyền 
ở một số vị trí khác nhau của xe 
Hình 9. Dạng sóng điện áp và dòng điện 
Đặc tính mô phỏng công suất và hiệu suất 
truyền ở một số vị trí của xe và trở kháng 
tải giữ ở giá trị tải tối ưu RL.opt trên hình 8. 
Kết quả cho thấy các đặc tính hiệu suất 
gần như chồng lên nhau. Hiệu suất truyền 
đạt giá trị lớn trong một dải rộng tần số, 
từ 83 kHz đến 89 kHz, hiệu suất truyền 
cao nhất đạt 94,6% - kết quả này phù hợp 
với tính toán lý thuyết ở mục 2.2. Công 
suất tải đáp ứng yêu cầu thiết kế và phụ 
thuộc vào vị trí của bộ nhận. Dạng sóng 
điện áp và dòng điện đầu ra của nghịch 
lưu trên mô phỏng Ltspice được đưa ra 
trên hình 9. Với điện áp đỉnh đặt lên van 
MOSFET bằng 340 V, dòng điện đỉnh 
bằng 11,78 A và dòng Ioff = 8,89 A. Dạng 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
8 Số 21 
sóng cho thấy điều kiện chuyển mạch 
mềm ZVS cho MOSFET đạt được. 
Hình 10. Đặc tính hiệu suất 
khi thông số hệ thống thay đổi 
Hình 11. Đặc tính chuyển mạch của MOSFET 
Hình 10 đưa ra đặc tính hiệu suất khi thay 
đổi thông số cuộn dây, mạch bù phía 
truyền, trong trường hợp không có và có 
điều khiển. hi không có điều khiển bám 
cộng hưởng, khi tỷ lệ thay đổi của thông 
số cuộn dây và mạch bù a < 5% thì hiệu 
suất của bộ nghịch lưu HNL > 95%, khi 
a > 5% thì HNL< 95%. hi có điều khiển 
bám cộng hưởng, hiệu suất của nghịch lưu 
tăng, do đó hiệu suất hệ thống được cải 
thiện. Trên hình 10, điểm 1 ứng với 
trường hợp thông số giảm 10%, khi có 
điều khiển hiệu suất của nghịch lưu tăng 
2,75% đạt 93,8%, hiệu suất hệ thống tăng 
2,6% đạt 88,83%. Điểm 2 là trường hợp 
thông số giảm 7,5%, hiệu suất của nghịch 
lưu tăng 1,27% đạt 95%, hiệu suất của hệ 
thống tăng 1.2% đạt 90% . Điểm 2’ ứng 
với trường hợp thông số tăng lên 7,5%, 
hiệu suất nghịch lưu tăng 1,33% đạt 
94,7%, hiệu suất hệ thống tăng 1,26% đạt 
90%. Điểm 1’ là trường hợp thông số tăng 
10%, tại điểm này thuật toán điều khiển 
bám cộng hưởng không cải thiện được 
hiệu suất của hệ thống. Tại các điểm 3; 3’; 
4; 4’ hiệu suất của nghịch lưu và của hệ 
thống đều được cải thiện. 
Hình 12. Mô hình hệ thống thực nghiệm 
Hình 13. Dạng sóng điện áp/dòng điện đầu ra 
của nghịch lưu 
Hình 11a là đặc tính chuyển mạch của van 
Cuộn truyền Cuộn nhận 
Tải tối 
ưu RL.opt 
Oscilloscope 
Mạch bù LCC 
Nghịch lưu 
SIC 
Máy biến áp 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 21 9 
tại điểm 1, khi không có điều khiển điều 
kiện chuyển mạch mềm đạt được nhưng 
dòng Ioff = 23,7 A, khi có điều khiển dòng 
Ioff giảm xuống còn 18 A. Vì thuật toán 
điều khiển bám cộng hưởng làm việc 
trong vùng tần số được giới hạn bởi tiêu 
chuẩn SAE J2954. Trong trường hợp này, 
tần số làm việc bị giới hạn ở mức trên (90 
kHz) nên hiệu suất của nghịch lưu được 
cải thiện nhưng chưa cải thiện nhiều. 
Hình 11b là đặc tính chuyển mạch tại 
điểm 1’, van bị chuyển mạch cứng với 
dòng IZCS lớn, do vậy thuật toán điều 
khiển không có tác dụng trong trường 
hợp này. 
3.2. Kết quả thực nghiệm 
Một hệ thống sạc động với công suất thiết 
kế 1,5 kW, khoảng cách truyền 150 mm, 
tần số làm việc 85 kHz được xây dựng 
trong phòng thí nghiệm như trên hình 12. 
Chỉnh lưu và acquy được thay thế bằng tải 
tương đương và được đặt bằng giá trị tải 
tối ưu. Cuộn dây trong hệ thống sử dụng 
dây đồng nhiều lõi để giảm tổn thất xoay 
chiều khi làm việc ở tần số cao. Sử dụng 
các thanh ferrite PE40 để tăng khả năng 
dẫn từ. Các cuộn dây được nối với mạch 
bù. Tụ bù sử dụng tụ màng polypropylen 
vì tổn hao nhỏ và khả năng chịu dòng 
điện cao ở tần số lớn. Để tăng hiệu suất 
của nghịch lưu, các van MOSFET SIC 
CMF20120D được sử dụng. Các kết 
quả được đo bằng các oscilloscope 
HMO2024. Hình 13 là kết quả thực 
nghiệm dạng sóng điện áp và dòng điện 
đầu ra của nghịch lưu khi bộ nhận ở vị trí 
300 mm. Dạng sóng cho thấy mạch bù đã 
thiết kết đạt điều kiện chuyển mạch mềm 
ZVS cho MOSFET. Hiệu suất của hệ 
thống trong trường hợp này đạt 90%. 
4. KẾT LUẬN 

ài báo đề xuất phương pháp điều khiển 
bám cộng hưởng nhằm nâng cao hiệu suất 
trong hệ thống sạc động không dây cho xe 
điện. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 
xác minh tính khả thi của phương pháp đề 
xuất. Mạch bù LCC đã thiết kế đạt được 
hiệu suất truyền 94,6% và điều kiện 
chuyển mạch mềm ZVS cho van. Phương 
pháp điều khiển bám cộng hưởng đạt hiệu 
quả mong muốn khi thông số cuộn dây và 
mạch bù phía truyền thay đổi trong phạm 
vi ±7,5%, hiệu suất của bộ nghịch lưu đạt 
được trên 95%, 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] S. Li and C.C. Mi, “Wireless Power Transfer for Electric Vehicle Applications,” IEEE Journal of 
Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 3, no. 1, pp. 4–17, Mar. 2015. 
[2] S. Chopra and P. Bauer, “Driving Range Extension of EV With On-Road Contactless Power 
Transfer-A Case Study,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 60, no. 1, pp. 329–338, 
Jan. 2013. 
[3] S. Lee, J. Huh, C. Park, N.-S. Choi, G.-H. Cho, and C.-T. Rim, “On-Line Electric Vehicle using 
inductive power transfer system,” in 2010 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 
Atlanta, GA, 2010, pp. 1598–1601. 
[4] J.M. Miller, P. T. Jones, J. Li, and O. C. Onar, “ORNL Experience and Challenges Facing Dynamic 
Wireless Power Charging of EV’s,” IEEE Circuits and Systems Magazine, vol. 15, no. 2, pp. 40–53, 
Secondquarter 2015. 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
10 Số 21 
[5] S. Li, W. Li, J. Deng, T. D. Nguyen, and C. C. Mi, “A Double-Sided LCC Compensation Network 
and Its Tuning Method for Wireless Power Transfer,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, 
vol. 64, no. 6, pp. 2261–2273, Jun. 2015. 
[6] H. Feng, T. Cai, S. Duan, J. Zhao, X. Zhang, and C. Chen, “An LCC-Compensated Resonant 
Converter Optimized for Robust Reaction to Large Coupling Variation in Dynamic Wireless Power 
Transfer,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 63, no. 10, pp. 6591–6601, Oct. 2016. 
[7] Sizhao Lu, Xiaoting Deng, Wenbin Shu, Xiaochao Wei, and Siqi Li, “A New ZVS Tuning Method for 
Double-Sided LCC Compensated Wireless Power Transfer System,” Energies, vol. 11, no. 2, p. 
307, Feb. 2018. 
[8] N. Liu and T. G. Habetler, “Design of a Universal Inductive Charger for Multiple Electric Vehicle 
Models,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 30, no. 11, pp. 6378–6390, Nov. 2015. 
[9] M. Kim, D. Joo, and B. K. Lee, “Design and Control of Inductive Power Transfer System for 
Electric Vehicles Considering Wide Variation of Output Voltage and Coupling Coefficient,” IEEE 
Transactions on Power Electronics, vol. 34, no. 2, pp. 1197–1208, Feb. 2019. 
[10] F. Lu, H. Zhang, H. Hofmann, and C. C. Mi, “A Dynamic Charging System With Reduced Output 
Power Pulsation for Electric Vehicles,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 63, no. 10, pp. 6580–6590, 
Oct. 2016. 
Giới thiệu tác giả: 
Tác giả Nguyễn Thị Điệp tốt nghiệp đại học và thạc sĩ ngành tự động hóa tại 
Trường Đại học Bách khoa Hà Nội năm 2004; 2008. Từ năm 2015 là nghiên cứu 
sinh tại Trường Đại học Bách khoa Hà Nội. Hiện nay tác giả là giảng viên Khoa Điều 
khiển và Tự động hóa, Trường Đại học Điện lực. 
Lĩnh vực nghiên cứu: điện tử công suất, hệ thống truyền năng lượng điện không 
dây, hệ thống sạc không dây cho xe điện. 
Tác giả Nguyễn Kiên Trung tốt nghiệp Trường Đại học Bách khoa Hà Nội chuyên 
ngành điều khiển và tự động hóa năm 2008; nhận bằng Thạc sĩ cùng chuyên 
ngành vào năm 2011; năm 2016 nhận bằng Tiến sĩ tại Viện công nghệ Shibaura 
Tokyo, Nhật Bản với đề tài nghiên cứu về hệ thống sạc không dây cho ô tô điện; 
tiếp tục nghiên cứu sau tiến sĩ đến năm 2017. Hiện nay tác giả là giảng viên Bộ 
môn Tự động hóa công nghiệp - Viện Điện- Trường Đại học Bách khoa Hà Nội; là 
thành viên của IEEE, IEE of Japan. 
Lĩnh vực nghiên cứu chủ yếu bao gồm các bộ biến đổi tần số cao, hệ thống sạc và 
quản lý năng lượng cho xe điện, hệ thống sạc điện không dây cho xe điện. 
Tác giả Trần Trọng Minh nhận bằng Tiến sĩ ngành tự động hóa năm 2008 tại 
Truờng Ðại học Bách khoa Hà Nội; được phong học hàm Phó giáo sư năm 2015. 
Hiện nay tác giả công tác tại Bộ môn Tự động hóa công nghiệp - Viện Ðiện - 
Truờng Ðại học Bách khoa Hà Nội. 
Lĩnh vực nghiên cứu: mô hình hóa và điều khiển các bộ biến đổi bán dẫn công 
suất; phát triển các ứng dụng của điện tử công suất trong điều khiển hệ thống 
điện, điều khiển hệ thống năng luợng tái tạo, trong các dây chuyền, thiết bị công 
nghệ. 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 21 11 
 . 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
12 Số 21