Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC

Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
29 
CÂN BẰNG ĐIỆN ÁP TRÊN TỤ 
CHO NGHỊCH LƯU BA PHA BA BẬC NPC 
BALANCING CAPACITOR VOLTAGE 
IN THREE-LEVEL NPC CONVERTER 
Nguyễn Minh Tâm, Đỗ Đức Trí, Hứa Duy Tiến, Trương Thị Bích Ngà 
Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM 
Ngày tòa soạn nhận bài 20/9/2016, ngày phản biện đánh giá 23/10/2016, ngày chấp nhận đăng 30/11/2016 
TÓM TẮT 
Bài báo này giới thiệu nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC với mục tiêu cân bằng điện áp 
dc-link trên tụ điện. Khi điện áp trên tụ biến thiên cần được ổn định ở mức không để trạng 
thái mất cân bằng xuất hiện trong hệ thống. Sự mất cân bằng điện áp trên tụ sẽ gây ra sóng 
hài bậc thấp không mong muốn. Mặt khác khi điện áp trên tụ được cân bằng, điện áp pha tâm 
nguồn DC sẽ có chất lượng điện áp tốt hơn so với khi sử dụng cấu hình nghịch lưu chưa cân 
bằng. Bài báo này sử dụng phương pháp xét chiều dòng điện trên tụ, sau đó điều khiển lại các 
khóa sao cho điện áp trên hai tụ cân bằng. Kết quả của bài báo được kiểm chứng qua mô 
phỏng và thực nghiệm. 
Từ khóa: Nghịch lưu NPC; offset; chỉ số điều chế; THD; ba bậc. 
ABSTRACT 
This paper presents a solutionfor balancing capacitor voltage of a three-level NPC 
inverter by controlling DC-link in capacitors. When the capacitor’s voltage varies, it should 
be stabilized at zero in order to not create imbalance in the system. The imbalance of 
capacitor’s voltage will cause unexpected lower harmonic. On the other hand, when 
capacitor’s voltage was balanced, the center source phase DC voltage will be better than 
when the inverter configuration works in imbalance mode. This paper uses the method that 
firstly checking current direction on the power line in the capacitor, then accordingly 
controlling switches for capacitor voltage balance. Simulation and experimental results are 
provided in order to validate the proposed method. 
Keywords: Neutral point diode clamped converter; offset; modulation index; THD; Three levels. 
1. GIỚI THIỆU 
Biến tần đa bậc là thiết bị biến đổi điện 
năng có vai trò ngày càng quan trọng trong 
các lĩnh vực ứng dụng khác nhau như phục 
vụ Ngày nay, các thiết bị điện tử công suất 
được ứng dụng rất nhiều trong công nghiệp. 
Trong đó bộ nghịch lưu áp được sử dụng 
rộng rãi trong các lĩnh vực truyền động điện 
động cơ không đồng bộ vì luôn đòi hỏi với 
độ chính xác cao, tăng độ tin cậy, giảm khả 
năng tiêu thụ điện năng, giảm thiểu chi phí 
bảo dưỡng và tăng khả năng điều khiển tinh 
vi. Bộ nghịch lưu được dùng trong các bộ 
phận của bộ biến tần, thiết bị lò cảm ứng 
trung tần, thiết bị hàn trung tần, bộ dự trữ 
năng lượng. Ngoài ra, bộ nghịch lưu còn 
được ứng dụng vào lĩnh vực bù nhuyễn công 
suất phản kháng lưới điện 
Ưu điểm của bộ nghịch lưu áp đa bậc là 
công suất của bộ nghịch lưu tăng lên, điện áp 
30 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
đặt lên các linh kiện giảm xuống nên công 
suất tổn hao do quá trình đóng ngắt của linh 
kiện cũng giảm theo, với cùng tần số đóng 
ngắt, các thành phần sóng hài bậc cao của 
điện áp ra giảm nhỏ hơn so với bộ nghịch lưu 
áp hai bậc. Ngược lại, bộ nghịch lưu đa bậc 
có nhiều hạn chế như: số lượng khoá bán dẫn 
lớn, điều này làm cho hệ thống trở nên phức 
tạp và đắt tiền [1]. 
2. CẤU TRÚC NGHỊCH LƯU 3 BẬC 
NPC 
Mỗi pha nghịch lưu 3 pha 3 bậc được 
cấu tạo từ 4 khóa chuyển mạch IGBT chia 
thành 2 nhánh trên và dưới như hình 1 
Vdc/2
+
+
-
-
Sa1
Sa2
Sa1'
Sa2'
Sb1
Sb2
Sb1'
Sb2'
Sc1
Sc2
Sc1'
Sc2'
ic
ia
ib
utb
utc
N
Vdc/2
0
uta
c
b
aVdc+
-
Hình 1. Cấu trúc của nghịch lưu NPC ba bậc 
Nếu gọi Sx,i và Sx,i’là khóa công suất 
thứ i ở nhánh trên và nhánh dưới của pha x. 
X= (a, b, c) và i= (1, 2). 
Trạng thái kích các khóa công suất 
nhánh trên (KSx,i) và nhánh dưới (KSx,i’) cùng 
chỉ số luôn đối nghịch nhau; 
Nghĩa là KSxi + KSxi’ = 1 (1) 
Gọi TSx,i là trạng thái của khóa công 
suất thứ i pha x (Sx,i). TSx,i = 0 tức khóa mở, 
ngược lại TSx,i = 1 là khóa đóng. Như vậy, 
trạng thái ra một pha sẽ phụ thuộc trang thái 
các khóa công suất. 
Nếu gọi TSx là trạng thái các khóa công 
suất nhánh x thì TSx được định nghĩa: 
TSx= TSx,1 + TSx,2 -1 (2) 
Do đó, thành phần điện áp pha tâm 
nguồn DCUxg được xác định dựa vào (3) như 
sau: 
Uxg = udc.TSx/2 
(3) 
Và điện áp pha tâm nguồn của 3 pha 
được xác định (4) 
Sc
Sb
Sa
dc
cg
bg
ag
T
T
T
u
U
U
U
2
 (4) 
Và có thể tính được điện áp pha tải và 
điện áp dây(5) và (6) 
2 1 1
1
1 2 1
3
1 1 2
an ag
bn bg
cn cg
U U
U U
U U
(5) 
cn
bn
an
ca
bc
ab
U
U
U
U
U
U
101
110
011
 (6) 
Do đó, thành phần Uxg chứa hài bậc 3 
còn hai thành phần điện áp pha Uxn và điện 
áp dây Uxy sẽ không có hài này [3]. Chính vì 
vậy có thể thấy rằng nếu hàm offset trong 
giải thuật nghịch lưu đề xuất là hài bậc 3 thì 
sẽ không làm ảnh hưởng đến biên độ thành 
phần điện áp hài bậc 3 trên tải. Bên cạnh đó 
cũng có thể thấy rằng điện áp pha – tâm 
nguồn Uxg sẽ có 3 mức với 1 mức dương, 1 
mức âm và giá trị zero [4-8]. 
3. GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN CÂN 
BẰNG TỤ 
Phương pháp cân bằng áp tụ được trình 
bày sau là phương pháp được cải tiến từ kỹ 
thuật điều chế SPWM. Trong phương pháp 
SPWM, mỗi pha được điều khiển bởi một tín 
hiệu điều chế, và một tín hiệu offset được 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
31 
cộng vào tín hiệu điều chế ban đầu để điều 
khiển iNP. Kỹ thuật được cung cấp dưới đây 
dựa trên việc sử dụng hai tín hiệu điều chế 
cho mỗi pha của bộ nghịch lưu. Với tín hiệu 
điều chế ban đầu [2]: 
*sin( )
*sin 2 / 3
*sin 2 / 3
a
b
c
v m t
v m t
v m t

 
 
 (7) 
'
0
'
0
'
0
a a
b b
c c
v v v
v v v
v v v
(8) 
Với: 
0
max( , , ) min( , , )
2
a b c a b cv v v v v vv
 (9) 
Các tín hiệu điều chế ban đầu được cải 
biến để tạo ra hai phần sao cho điện áp điều 
khiển vẫn còn trong vùng hoạt động tuyến 
tính. Hai tín hiệu điều chế cải biến cho mỗi 
pha sẽ được tạo ra có mối liên quan như ở 
công thức (10). 
'
'
'
a ap an
b bp bn
c cp cn
v v v
v v v
v v v
 (10) 
Với vxp ≥ 0 và vxn ≤ 0, x là các pha a, b, 
c. Tín hiệu có ký hiệu “p” sẽ so sánh với 
sóng mang trên, ]1,0[ 
p
carrierv , và tín hiệu 
có ký hiệu “n” sẽ so sánh với sóng mang 
dưới, ]0,1[ 
n
carrierv . Có thể thấy được, 
dòng qua một pha đi qua điểm NP khi xảy ra 
một trong hai điều kiện sau( hình 2) [2]: 
&
&
p n
xp carrier xn carrier
p n
xp carrier xn carrier
V V V V
V V V V
 (11) 
1
0
TS
-1
1
0
TS
-1
a) Trường hợp 
&p nxp carrier xn carrierv v v v 
b) Trường hợp 
&p nxp carrier xn carrierv v v v 
Hình 2. Mối quan hệ giữa áp điều khiển và 
sóng mang với dòng qua điểm NP 
Hai khóa bán dẫn giữa (Sx2, Sx3) của bộ 
nghịch lưu sẽ ở trạng thái “ON” khi biến điều 
khiển áp nghịch lưu bằng áp tại điểm NP (0) 
tương ứng, sx0, được tích cực. Nói cách khác 
thì sa0 =1 thì áp pha a nối đến điểm NP. 
Tương tự cho sb0 và sc0. Như vậy, dòng qua 
điểm NP là: 
0 0 0 0a a b b c ci s i s i s i (12) 
Để tạo ra cân bằng áp tụ, thì giá trị 
trung bình của dòng i0 trong một chu kỳ sóng 
mang bằng không. Do đó cần phải điều khiển 
hoạt động của mạch bằng việc điều khiển 
dòng trung bình iNP thay cho việc điều khiển 
dòng tức thời: 
( ) ( ). ( )
t Ts
s t
t
i t i d
T
 
 (13) 
Với Ts là chu kỳ lấy mẫu hay còn gọi là 
chu kỳ chuyển mạch, và thời gian các khóa của 
pha x ở trạng thái ON trong một chu kỳ TS là 
dx0. Áp dụng điều này vào (14), ta có được: 
32 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
0 0 0 0a b ca b ci d i d i d i (14) 
Với 00 xxd s , x là các pha a, b, c. Vì 
tần số của sóng mang lớn hơn nhiều tần số 
của tín hiệu điều chế, nên duty cycle có thể 
được tính bằng: 
0 1
1 1
aan ap
b cbn bp cn cp
i v v i
v v i v v i
 (15) 
Từ (14) và (15) ta có được: 
0 1
1 1
aan ap
b cbn bp cn cp
i v v i
v v i v v i
 (16) 
Nếu đặt: 
an ap bn bp cn cpv v v v v v v (17) 
Dòng NP trung bình là: 
0 1 ( )a b ci v i i i (18) 
Xác định v theo công thức 19 [4]: 
max( , , ) min( , , )
2
a b c a b cv v v v v vv
 (19) 
Từ đây ta tìm được các tín hiệu điều chế: 
min( , , )
2
max( , , )
2
x a b c
xp
x a b c
xn
v v v v
v
v v v v
v
 (20) 
Hình 3 mô tả mối liên quan giữa các 
điện áp điều khiển cải biến của pha a với điện 
áp điều chế sin ban đầu. Biên độ của tín hiệu 
điều chế m hay còn gọi là chỉ số điều chế 
biên. Giá trị cực đại của chỉ số điều chế biên 
trong vùng tuyến tính được tính như sau: 
max
2
1.1547
3
m (21) 
Hình 3. Dạng sóng điện áp điều khiển của 3 
pha và dạng sóng điện áp điều khiển cải biến 
của pha a. 
Tín hiệu điều chế cải biến cho pha b và 
c tương tự như pha a nhưng lần lượt bị dịch 
pha. Chú ý là tín hiệu điều chế cải biến cũng 
nằm trong khoảng [-1,1], khi đó bộ biến tần 
sẽ hoạt động dưới chế độ điều chế tuyến tính. 
Dựa vào hình vẽ dạng sóng của vap và 
van ta thấy trong các khoảng góc pha [π/3, 
2π/3] và [4π/3, 5π/3] thì không có tín hiệu 
nào bằng 0. Do đó, tín hiệu điều chế cải biến 
của pha a có thể dịch lên hoặc xuống trong 
hai đoạn này mà không làm tăng tần số 
chuyển mạch của linh kiện. Ta cũng làm 
tương tự cho pha b và pha c. Mặc dù, phương 
pháp này giữ được tần số chuyển mạch của 
linh kiện khi tiến hành bù điện áp tụ, nhưng 
nó ít ý nghĩa vì sự xuất hiện của các dao 
động điện áp quanh điểm cân bằng. Sự xuất 
hiện này là do chỉ các tín hiệu điều chế cải 
biến kết hợp với nhau cho một pha được dịch 
chuyển mọi lúc. Để khắc phục sự dao động, 
ta cần chú ý đến chiều của các dòng ngõ ra. 
Hàm điện áp offset cho Vxp là: 
_ . ( . )
. ( 1)
x off p c c x
xp xn
v k v sign v i
sign v v
 (22) 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
33 
Giá trị tuyệt đối của độ lệch áp giữa hai 
tụ nhân với hệ số kp. Dấu của ∆VC*ix được 
xem là dấu của bộ bù. Tuy nhiên, dấu của hàm 
offset cũng có phụ thuộc vào dấu của biểu thức 
(vxp-vxn-1), điều này phù hợp hai trường hợp có 
thể xảy ra được trình bày trong hình 2 
Dấu của biểu thức (vxp-vxn-1) bằng -1 
vì (vxp-vxn-1) luôn luôn nhỏ hơn không với 
mọi giá trị của góc pha với áp điều khiển ba 
pha trình bày trong công thức (7). Nên công 
thức rút gọn của tín hiệu offset là: 
_ . ( . )x off p c c xv k v sign v i (23) 
Lưu đồ giải thuật 
Vx_off=Kp.|ΔVc|
.sign(ΔVc.ix)
vxp
So sánh áp 
điều khiển 
của ba pha 
với hai tín 
hiệu sóng 
mang
vxn
Mạch nghịch 
lưu NPC ba 
pha, ba bậc
vmax
vmin 1
0
Đo áp
Vc1, Vc2
Khối tạo offset
Bộ giới hạn offset
Giới hạn áp 
điều khiển
Bộ tạo xung 
kích
Va, Vb, Vc
Va, Vb, Vc
Đo dòng 
ia, ib, ic
Hình 4. Lưu đồ giải thuật tạo điện áp offset 
Từ cơ sở lý thuyết như trên Tác giả xây 
dựng chương trình mô phỏng để thử nghiệm 
với các thông số như sau: 
- Điện áp DC nguồn vào Vdc= 200V 
- Tần số sóng mang fw= 5KHz 
- Tần số ngõ ra f0= 50Hz 
- Điện áp ban đầu trên tụ là Vc1= 10V, 
Vc2= 190V 
- Điện dung C1=C2= 220uF 
- Chỉ số điều chế m= 0.8 
- Tải trở R= 50Ω, Tải cảm L= 0.05mH 
Tác giả đề xuất sử dụng Card DSP 
F28335 để liên kết giữa chương trình mô 
phỏng và mô hình thực và kiểm chứng sự 
tương đồng của cơ sở lý thuyết và tính ứng 
dụng. DSP F28335 có thể được lập trình trên 
ngôn ngữ CCS tuy nhiên chúng ta cũng có 
thể lập trình trên ngôn ngữ Matlab bằng cách 
cài các driver tương ứng. Trong bài báo này 
các module điều khiển vào ra đa năng GPIO 
sẽ được sử dụng để tạo ra 12 xung kích kích 
cho các IGBT trên mạch động lực. Với các 
ứng dụng khác chúng ta hoàn toàn có thể sử 
dụng các module khác của vi mạch DSP 
F28335 như module ADC, module PWM và 
áp dụng các phân tích trong [10] để thực hiện 
điều khiển 
Hình 5. Nhúng chương trình mô phỏng vào 
mô hình thực nghiệm sử dụng Card DSP 
F28335 
4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC 
NGHIỆM 
1. Mô phỏng THD dạng sóng điện áp và 
dòng điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL. 
2. Thực nghiệm THD dạng sóng điện áp và 
dòng điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL, sử 
dụng máy đo Tektronic 2014C. 
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07
-50
0
50
100
150
200
250
300
350
400
450
¸p nghÞch l-u pha A
Time [s]
B
iª
n
 ®
é
 [
V
]
34 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
Hình 6. Áp nghịch lưu khi áp tụ không cân 
bằng 
Hình 7. Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng 
Hình 8. Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng 
trên mô hình thực nghiệm 
Hình 9. Áp tải pha a khi áp tụ không cân bằng 
Hình 10. Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng 
Hình 11. Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng 
trên thực nghiệm 
Hình 12. Dạng sóng dòng tải 3 pha trên mô 
phỏng 
Hình 13. Dạng sóng dòng tải 3 pha trên thực 
nghiệm 
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07
-50
0
50
100
150
200
250
300
350
400
450
¸p nghÞch l-u pha A
Time [s]
B
iª
n
 ®
é
 [
V
]
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
-300
-200
-100
0
100
200
300
¸p t¶i pha A
Thêi gian [s]
B
iª
n
 ®
é
 [
V
]
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
-300
-200
-100
0
100
200
300
¸p t¶i pha A
Thêi gian [s]
B
iª
n
 ®
é
 [
V
]
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
-8
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
Dßng t¶i 3 pha
Thêi gian [s]
B
iª
n
 ®
é
 [
A
]
Pha A
Pha B
Pha C
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
35 
Hình 14. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ 
chưa cân bằng trên mô phỏng 
Hình 15. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ 
cân bằng trên mô phỏng 
Hình 16. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ 
cân bằng trong thực nghiệm 
Đ
iệ
n
 á
p
 t
rê
n
 t
ụ
 [
V
]
Hình 17. Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng 
trong mô phỏng 
Vc1
Vc2
Hình 18. Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng 
trong thực nghiệm 
5. KẾT LUẬN 
Từ kết quả hình (6~16) cho thấy hệ số 
méo hài tổng THD củadòng điện tải của 
nghịch lưu 3 pha 3 bậc chưa cân bằng là: 
6.07 còn của nghịch lưu 3 pha 3 bậc đã cân 
bằng và trên mô phỏng và thực nghiệm là: 
3.28 và 3.5,theo thông số vừa nêu kết quả 
36 
Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 
Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 
cân bằng điện áp trên tụ đã giảm 
xuống57.66% so với chưa cân bằng điện áp 
trên tụ, hình 17~18 đáp ứng thời gian tụ cân 
bằng 0.01s của mô phỏng và mô hình 
thực.Điện áp pha tải và dòng điện tải đều 
có hệ số méo hài tổng (THD%) lần lượt là 
3,5 nhỏ hơn giá trị yêu cầu theo tiêu chuẩn 
Việt Nam hiện nay (TCVN-7909 2.2-2008) 
đồng thời cũng đáp ứng tiêu chuẩn về nhiễu 
điện từ theo tiêu chuẩn quốc tế EN6100-2-2 
(theo hình 16).Mặt khác Tác giả đã ứng 
dụng Card DSP F28335 để nhúng chương 
trình mô phỏng vào mô hình thực để kiểm 
chứng kết quả. Các kết quả thực nghiệm 
cho thấy việc sử dụng phần mềm Matlab 
với các driver điều khiển cho card DSP 
F28355 có thể thực hiện dễ dàng và giúp 
rút ngắn thời gian lập trình. 
So với [2] bài báo đã thực nghiệm và 
sử dụng giải thuật cân bằng điện áp trên tụ 
có sự sai lệch VC1=190V, VC2=10V và 
nhanh chóng cân bằng trong khoảng thời 
gian 0.01s. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Phan Quốc Dũng, Tô Hữu Phúc, Gáo trình Truyền động điện.: NXB Đại học Quốc gia 
TP.HCM, 2003. 
[2] Vo Xuan Nam, Le Van Manh Giau., Nguyen Van Nho., Tran Thanh Trang., Neutral Point 
Voltage Balancing Method and the Influence of Some Parameters on Capacitor Voltage 
in Three-Level NPC Converter.: Springer Berlin Heidelberg, vol. 282, pp. 159-167, 2014. 
[3] C. A. dos Santos and F. L. M. Antunes, “Losses Comparison Among Carrier-Based 
PWM Modulation Strategies in Three-LevelNeutral-Point-Clamped Inverter”, 
International Conference on Renewable Energies and Power Quality, Spain April-2011. 
[4] Lazhar Ben-Brahim, A Discontinuous PWM Method for Balancing the Neutral Point 
Voltage in Three-Level Inverter-Fed Variable Frequency Drives.: IEEE transactions on 
energy conversion, VOL. 23, NO. 4, DECEMBER 2008. 
[5] L. Ben-Brahim and S. Tadakuma, A novel multilevel carrier-based PWM control 
method for GTO inverter in low index modulation region.: IEEE Trans. Ind. Appl., 
vol.42, no.1, pp. 121–127, Jan/Feb 2006. 
[6] Jordi Zaragoza, Josep Pou., Salvador Ceballos., Eider Robles., Carles Jaen., Montse 
Corbalan., Voltage Balance Compensator for a Carrier Based Modulation in the 
Neutral-Piont-Clamped Converter.: IEEE transactions on industrial electronics, vol. 56, 
NO.2, February 2009. 
[7] Sergio Busquets-Monge, Salvador Alepuz., Josep Bordonau., Juan Peracaula., Voltage 
Balancing Control of Diode-Clamped Multilevel Converters with Passive Front-Ends.: 
IEEE, April 13 2009. 
[8] Nikola Celanovic, A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing 
Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped Voltage Source PWM Inverters.: 
Member, IEEE, Pages. 535 - 541, vol.1, 1999. 
Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: 
Đỗ Đức Trí 
Trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.HCM 
Email: tridd@hcmute.edu.vn