Cải thiện mômen của động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc ở chế độ quá độ có tải trong dải tốc độ từ lân cận định mức đến định mức

 Tạp chí Khoa học và Giáo dục, Trường Đại học Sư phạm, Đại học Huế 
ISSN 1859-1612, Số 04(36)/2015: tr. 48-55 
CẢI THIỆN MÔMEN CỦA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA 
ROTOR LỒNG SÓC Ở CHẾ ĐỘ QUÁ ĐỘ CÓ TẢI 
TRONG DẢI TỐC ĐỘ TỪ LÂN CẬN ĐỊNH MỨC ĐẾN ĐỊNH MỨC 
HOÀNG TRỌNG ĐỨC 
Trường Đại học Sư phạm, Đại học Huế 
Tóm tắt: Bài báo trình bày ứng dụng phương pháp điều chế độ rộng xung 
cải biến để cải thiện đặc tính mômen của động cơ không đồng bộ ba pha 
rotor lồng sóc ở chế độ quá độ có tải. Động cơ hoạt động ở tốc độ lân cận 
định mức và định mức. Động cơ được điều khiển theo phương pháp tựa từ 
thông rotor gián tiếp với bộ nghịch lưu áp năm mức kiểu cầu H nối tầng. Kết 
quả nghiên cứu được mô phỏng và kiểm chứng bằng phần mềm PSIM cho 
thấy đặc tính mômen ở chế độ quá độ có tải có biên độ dao động nhỏ và 
nhanh chóng xác lập hơn so với trường hợp sử dụng phương pháp điều chế 
độ rộng xung. 
Từ khóa: điều chế độ rộng xung cải biến, chế độ quá độ 
1. MỞ ĐẦU 
Quá trình làm việc của động cơ có thể chia thành các giai đoạn: quá độ và ổn định. Mỗi 
giai đoạn tương ứng với một chế độ làm việc. Chế độ quá độ có tải rất cần được quan 
tâm nghiên cứu, vì nó ảnh hưởng đến khả năng làm việc ổn định hay không ổn định của 
động cơ [1], [3]. Sử dụng các phương pháp điều khiển động cơ hoặc thay đổi từng phần 
trong cấu trúc điều khiển động cơ nhằm thu được đặc tính mômen nhanh đạt trạng thái 
xác lập và giảm biên độ dao động (hay giảm độ quá điều chỉnh). 
Trong bài báo này, dùng cấu trúc điều khiển tựa từ thông rotor gián tiếp (Indirect Field 
Oriented Control-IFOC) để điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc 
[1]. Với cấu trúc điều khiển này, động cơ xoay chiều ba pha được điều khiển như động 
cơ một chiều. Bộ nghịch lưu áp 5 năm mức kiểu cầu H nối tầng (5L-CHB) tạo ra điện 
áp pha cung cấp cho động cơ có dạng sóng đa mức tiệm cận dạng sóng sin điều hòa. Sử 
dụng phương pháp điều chế độ rộng xung cải biến (Switching Frequency Optimal PWM 
: SFO-PWM) để điều chế cho bộ nghịch áp đa mức, thay cho phương pháp điều chế độ 
rộng xung (Subharmonic Pulse Width Modulation: SH-PWM). Các kết quả nghiên cứu 
trên mô phỏng về đặc tính mômen ở chế độ quá độ có tải ứng với trường hợp động cơ 
hoạt động ở tốc độ lân cận định mức và định mức có nhiều điểm lý thú. 
2. PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ ĐỘ RỘNG XUNG CẢI BIẾN 
Về mặt thuật toán điều khiển bộ nghịch lưu áp, phương pháp SFO-PWM kế thừa đầy đủ 
những ưu điểm của phương pháp SH-PWM. Đó là, tạo xung kích đóng-ngắt các khóa 
bán dẫn của bộ nghịch lưu áp trên cơ sở so sánh hai tín hiệu: sóng mang Ucr (carier 
signal) và điện áp điều chế Ur (modulation signal) [1], [2]. Phương pháp SH-PWM sử 
CẢI THIỆN MÔMEN CỦA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA... 49 
dụng điện áp điều chế Ur dạng sin, nhưng điện áp điều chế dùng trong phương pháp 
SFO-PWM có dạng “hình thang”. Ở đây, điện áp điều chế mỗi pha đã được biến đổi 
cùng một lượng như nhau và bằng thành phần thứ tự không. Các điện áp điều chế sẽ bị 
dịch đi cùng một độ lớn và giá trị điện áp trung bình trong một chu kỳ sóng mang sẽ 
thay đổi cùng một giá trị. Do đó, điện áp dây đầu ra của bộ nghịch lưu sẽ không thay 
đổi. Thành phần điện áp thứ tự không này còn được gọi là điện áp offset, đó là sóng hài 
bội ba dạng tam giác có tần số gấp 3 lần tần số của điện áp điều chế. Điện áp offset 
được tính toán từ tín hiệu lớn nhất trong ba tín hiệu điều chế và tín hiệu nhỏ nhất trong 
ba tín hiệu điều chế. 
Nếu gọi Ura, Urb, Urc là các điện áp điều chế của phương pháp SH-PWM thì điện áp 
điều chế của phương pháp SFO-PWM (hình 1) có thể biểu diễn dưới dạng toán học:	
 2
ra rb rc ra rb rc
offset
xSFO rx offset
max(U ,U ,U ) min(U ,U ,U )U
U U U ; x a,b,c
+⎧
= −⎪
⎨
⎪ = + =⎩
 (1) 
Hình 1. Điện áp điều chế, điện áp offset của SFO-PWM và SH-PWM 
Hình 3 mô tả quá trình tạo xung kích đóng-ngắt các khóa bán dẫn IGBT của bộ nghịch 
lưu áp 5L-CHB. Các sóng mang Ucr1 và Ucr1- dùng để tạo xung đóng khóa S11 và S31 của 
bộ nghịch lưu áp một pha H1, còn các sóng mang Ucr2 và Ucr2- dùng để tạo xung đóng 
khóa S12 và S32 của bộ nghịch lưu áp một pha H2. Các sóng mang này được bố trí theo 
kiểu IPD (In-Phase Disposition). Khi điện áp điều chế pha A (Ura) lớn hơn các sóng 
mang Ucr1 và Ucr2 sẽ tạo xung đóng các khóa S11 và S12 tương ứng. Các sóng mang Ucr1- 
và Ucr2- sẽ tạo xung đóng các khóa S31 và S32 khi Ura nhỏ hơn các sóng mang này. Xung 
đóng các khóa S41, S21, S42 và S22 là các tín hiệu bù của xung đóng các khóa S11, S31, S12 
và S32. 
50 HOÀNG TRỌNG ĐỨC 
E
11S 11D
41D41S
31S 31D
21D21S
E
12S 12D
42D42S
32S 32D
22D22S
1H
2H
h1U
h2U
A
N 
Hình 2. Pha A của bộ nghịch lưu áp 5L-CHB 
Hình 3. Giản đồ xung kích đóng-ngắt IGBT trong pha A 
3. ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA ROTOR LỒNG SÓC 
Đối với động cơ một chiều, ta có: M 2 kt
e 1 M u
λ = k .i
T = k .λ .i
⎧
⎨
⎩
(2). Từ thông λM chỉ phụ thuộc vào 
dòng kích từ ikt nên từ ikt có thể điều khiển và khống chế được λM. Mặt khác, tại mỗi 
CẢI THIỆN MÔMEN CỦA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA... 51 
thời điểm công tác của động cơ, do từ thông đã được điều chỉnh ổn định ở một giá trị 
không đổi nên mômen quay Te tỷ lệ thuận với dòng phần ứng iu. 
Đối với động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc, ta có quan hệ giữa mômen quay, 
từ thông và các phần tử của vector dòng stator quan sát trên hệ tọa độ từ thông rotor (tọa 
độ dq): 
1
3
2
m
dr ds
r
m
e p dr qs
r
L i
p
LT . Z . .i
L
⎧ =⎪ + τ⎪
⎨
⎪ =
⎪⎩
λ
λ
 (3) 
trong đó: λdr, ids, iqs, Lr, Lm, Zp, τr, p lần 
lượt là: từ thông rotor trên trục d, dòng 
điện stator trên trục d và q, điện cảm 
rotor, hỗ cảm giữa stator và rotor, số đôi 
cực từ, hằng số thời gian của rotor, toán 
tử Laplace. 
Phương trình (3) cho thấy, từ thông rotor có thể được tăng giảm gián tiếp thông qua 
tăng giảm ids, giữa λdr và ids có quan hệ trễ bậc nhất với hằng số thời gian τr. 
Hình 5. Cấu trúc điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha theo IFOC [1] 
Nếu áp đặt nhanh và chính xác dòng ids thì có thể xem ids là đại lượng điều khiển của từ 
thông rotor (ids giữ vai trò tương tự như ikt). Nếu thành công trong việc điều chỉnh ổn 
định λdr tại mọi điểm công tác của động cơ, đồng thời thành công trong việc áp đặt 
nhanh và chính xác dòng iqs thì có thể xem iqs là đại lượng điều khiển của mômen. 
Góc từ thông rotor: f r sl( )dt= +∫θ ω ω (4), với msl qs
r r
L iω
τ λ
= . 
Hình 4. Hệ tọa độ từ thông rotor [1] 
52 HOÀNG TRỌNG ĐỨC 
Khi giữ *rλ không đổi trong quá trình hoạt động ( 0
*
rpλ = ) thì 
*
dsi là: 
1* *
ds r
m
i
L
λ= (5) 
Dòng điện trên trục q: 1* *qs e*
T r
i T
K λ
= (6), với 3
2
m
T p
r
LK . Z
L
= . 
Như vậy, phương pháp điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc tựa từ 
thông rotor gián tiếp tạo ra một công cụ cho phép tách các thành phần dòng tạo ra từ 
thông và dòng tạo ra mômen quay từ dòng điện xoay chiều 3 pha chảy trong cuộn dây 
stator của động cơ [1], [3]. Phép mô tả này dẫn tới các tương quan giống như đối với 
động cơ một chiều, nhằm đạt được tính năng điều khiển nhanh, chính xác và không 
tương tác. 
Hình 5 mô tả cấu trúc điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc theo 
IFOC. Trong đó khối nghịch lưu áp (Voltage Source Inverter-VSI) sử dụng nghịch lưu 
áp 5L-CHB, khối PWM sử dụng phương pháp SFO-PWM để điều chế cho khối VSI. 
4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THẢO LUẬN 
Mô phỏng cấu trúc điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc trong hình 
5 bằng phần mềm PSIM. Các thông số cơ bản của động cơ: Rs = 0.294 (Ω), Rr = 0.156 
(Ω), Ls = 0.00139 (H), Lr = 0.0074 (H), Lm = 0.041 (H), Zp = 3, Ud = 380 (V). Các sóng 
mang IPD có tần số fcr = 4050 (Hz), biên độ đỉnh Acr = 0,5 (V). Kết quả mô phỏng hoạt 
động của động cơ ở dải tốc độ từ lân cận định mức 1440 vg/ph đến định mức 1451 
vòng/phút ở chế độ quá độ có tải khi sử dụng phương pháp điều chế SH-PWM và SFO-
PWM được mô tả trong các hình sau: 
Hình 6. Mômen động cơ theo SH-PWM (a) và SFO-PWM (b) ở tốc độ 1440 vg/ph 
Hình 6 và hình 7 mô tả đặc tính mômen động cơ ở chế độ quá độ có tải theo SH-PWM 
và SFO-PWM. Xét một cách tổng quát, mômen đạt được yêu cầu của quá trình điều 
khiển. Đó là, đạt trạng thái xác lập không tải và có tải, đường đặc tính ở chế độ quá độ 
tựa theo hình dạng của một dao động tắt dần. Trong thời gian mô phỏng từ 0.58s đến 
CẢI THIỆN MÔMEN CỦA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA... 53 
0.6s, động cơ hoạt động ổn định ở chế độ xác lập không tải. Sau khi đóng tải 20Nm ở 
thời điểm 0.6s, động cơ hoạt động ở chế độ quá độ trong khoảng thời gian nhất định thì 
đạt được trạng thái xác lập mới. 
Hình 7. Mômen động cơ theo SH-PWM (a) và SFO-PWM (b) ở tốc độ 1451 vg/ph 
Tuy nhiên, quan sát kỹ các mô tả về đặc tính mômen ở tốc độ 1440 vg/ph và tốc độ 
1451 vg/ph nhận thấy có sự chuyển biến theo chiều hướng tích cực khi sử dụng SFO-
PWM. Tốc độ tăng dần đến định mức thì trên đặc tính mômen theo SH-PWM xuất hiện 
3 bối sóng rõ nét, cho thấy quá trình quá độ của mômen thay đổi theo chiều hướng khó 
xác lập hơn. Các bối sóng này có biên độ giảm dần tựa theo dạng dao động tắt dần 
nhưng vẫn là điều không mong muốn cho động cơ, vì làm cho quá trình quá độ kéo dài. 
Quan sát từ hình 6b và hình 7b cho thấy, biên độ dao động của mômen theo SFO-PWM 
giảm dần và đạt trạng thái xác lập sau đóng tải 0.03s so với 0.07s theo SH-PWM. Từ 
hình 6a ta thấy, biên độ dao động của đặc tính là 52Nm, gấp lần 1,37 lần so với biên độ 
dao động theo SFO-PWM (bằng 38Nm). Độ lớn mômen tăng lên 60Nm khi động cơ 
hoạt động ở tốc độ định mức 1451 vg/ph như mô tả trong hình 7a, nhưng với phương 
pháp SFO-PWM thì ở dải tốc độ này giá trị mômen vẫn giữ ở 38Nm. Để lý giải sự thay 
đổi trong đặc tính mômen ở chế độ quá độ có tải, ta quan sát đặc tính điện áp dây và 
dòng điện stator theo SH-PWM và SFO-PWM. 
Hình 8. Điện áp dây ở tốc độ 1440 vg/ph theo SH-PWM (a) và SFO-PWM (b) 
54 HOÀNG TRỌNG ĐỨC 
Hình 9. Điện áp dây ở tốc độ 1451 vg/ph theo SH-PWM (a) và SFO-PWM (b) 
Hình 8 và hình 9 là dạng sóng của điện áp dây cung cấp cho động cơ ở chế độ quá độ có 
tải theo SH-PWM và SFO-PWM. Khi sử dụng SH-PWM, ở giai đoạn quá độ điện áp bị 
“méo” tại vị trí đỉnh âm và đỉnh dương khi chuyển từ mức 4 sang mức 5. Nhưng kết quả 
mô phỏng theo SFO-PWM thì không xuất hiện hoặc chỉ xuất hiện ở phần đỉnh âm của 
chu kỳ đầu tiên khi có tải, điện áp dây có dạng bậc thang. 
Hình 10. Dòng điện stator ở tốc độ 1440 vg/ph theo SH-PWM (a) và SFO-PWM (b) 
Hình 11. Dòng điện stator ở tốc độ 1451 vg/ph theo SH-PWM (a) và SFO-PWM (b) 
Sự “méo” dạng trong điện áp dây dự báo dạng sóng của dòng điện stator cũng bị méo. 
Điều này được củng cố khi quan sát dòng điện trong hình 10 và hình 11. Trường hợp 
dùng phương pháp SH-PWM, nếu động cơ hoạt động ở tốc độ 1440 vg/ph thì dòng điện 
xác lập sau 4 chu kỳ, trong khi chỉ cần 2 chu kỳ với độ méo dạng ít hơn thì phương 
pháp SFO-PWM đã cho trạng thái xác lập. Những quan sát trên hình 11 cũng cho kết 
quả tương tự. Ở tốc độ 1451 vg/ph, hình 11a cho thấy giá trị dòng điện tăng lên, bị méo 
CẢI THIỆN MÔMEN CỦA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA... 55 
dạng nhiều hơn so với tốc độ 1440 vg/ph, sau khoảng 6 chu kỳ thì dòng điện mới có 
dạng sin rõ nét. Từ hình 11b cho thấy, ở chế độ quá độ giá trị dòng điện không bị tăng 
cao và sau khoảng 3 chu kỳ thì xác lập. Như vậy, các kết quả nghiên cứu trên mô phỏng 
về đặc tính điện áp dây và dòng điện stator theo SH-PWM và SFO-PWM ở tốc độ lân 
cận định mức và định mức là phù hợp với chiều hướng biến thiên của đặc tính mômen. 
Điều này cho thấy những chuyển biến tích cực trong đặc tính mômen động cơ ở chế độ 
quá độ khi sử dụng SFO-PWM thay cho SH-PWM như mô tả ở trên. 
5. KẾT LUẬN 
Kết quả mô phỏng thể hiện những ưu điểm của phương pháp điều chế SFO-PWM so 
với phương pháp SH-PWM trong cấu trúc điều khiển ở hình 5. Nhờ sự cải thiện chất 
lượng điện áp dây và dòng điện stator đã mang đến đặc tính mômen có chất lượng tốt 
hơn. Phương pháp SH-PWM làm xuất hiện các bối sóng trong đặc tính mômen, các bối 
sóng này tắt chậm nên động cơ bị duy trì mômen có giá trị lớn trong thời gian dài. So 
với SH-PWM, phương pháp SFO-PWM không gây hiện tượng này, vì vậy cho thời gian 
quá độ nhỏ và nhỏ hơn 2,33 lần. Mômen cực đại của động cơ theo SFO-PWM ở chế độ 
quá độ giảm 1,58 lần so với SH-PWM. Những thay đổi này giúp mômen nhanh đạt giá 
trị xác lập, hạn chế hư hỏng và làm cho động cơ hoạt động êm hơn. 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Bin Wu (2006). High-Power Converters And AC Drives, John Wiley & Sons. 
[2] Chellammal N, et al. (2013). “Switching Frequency Optimal PWM Based Three 
Phases Hybrid Multilevel Inverter”, International Conference on Design and 
Manufacturing, Vol 64, p.302-311. 
[3] N.P. Quang, J.-A. Dittrich (2008). Vector Control of Three-Phase AC Machines, 
Springer. 
Tilte: IMPROVING TORQUE RESPONSE OF THREE-PHASE ASYNCHRONOUS 
SQUIRREL-CAGE ROTOR AT TRANSIENT STATE ON THE RANGE FROM ADJACENT 
RATED SPEED TO RATED SPEED 
Abstract: This paper presents the application of switching frequency optimal PWM to improve 
the torque response of three-phase asynchronous squirrel-cage rotor at transient state. The motor 
operates on the range from adjacent rated speed to rated speed. The motor is controlled by 
indirect field-oriented control method using five-level cascaded H-bridge inverter. The results 
simmulation are verified by PSIM software shows the torque response at transient state has 
small amplitude of oscillation and achieves the steady state quickly compared with the 
subharmonic pulse width modulation method. 
Keywords: switching frequency optimal PWM, transient state 
ThS. HOÀNG TRỌNG ĐỨC 
Khoa Vật lý, Trường Đại học Sư phạm, Đại học Huế